適用于各種類(lèi)型硬開(kāi)關(guān)功率轉換器的電能回收電路

摘要

本文論述一個(gè)新穎的簡(jiǎn)單的適用于各種類(lèi)型硬開(kāi)關(guān)功率轉換器的電能回收電路，這個(gè)電路只需使用幾個(gè)意法半導體的元器件：一個(gè)微型線(xiàn)圈、兩個(gè)耦合輔助線(xiàn)圈和兩個(gè)優(yōu)化的PN二極管。而且，這個(gè)電路完全兼容任何一種PWM控制器。我們在這里論述這個(gè)成本最低且能效更高的獨特的電能回收電路的基本設計方法。為了突出這個(gè)拓撲的好處，我們在一個(gè)90-264 V_RMS的通用系列450W硬開(kāi)關(guān)式功率因數校正器內，把這個(gè)電路與8A 碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了比較；為了更全面客觀(guān)的比較，我們使用了幾個(gè)開(kāi)關(guān)頻率(72kHz、140kHz和200kHz)。比較結果顯示，新電路的能效高于碳化硅肖特基二極管。此外，這個(gè)包括專(zhuān)用二極管和小線(xiàn)圈在內的整流級具有很高的成本效益，符合大眾市場(chǎng)的預期。

1.前言

最大限度地降低功率損耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現代高能效開(kāi)關(guān)電源面臨的主要挑戰。開(kāi)關(guān)電源的設計目標是降低功率的通態(tài)損耗和開(kāi)關(guān)損耗。

不顯著(zhù)影響成本和功率密度而達到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因為實(shí)現這個(gè)目標需要更多的材料，例如，晶片和銅線(xiàn)面積。與通態(tài)損耗不同，降低功率開(kāi)關(guān)損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。降低功率開(kāi)關(guān)損耗有兩個(gè)主要方法：改進(jìn)半導體技術(shù)的動(dòng)態(tài)特性或電路拓撲。

采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開(kāi)關(guān)損耗。然而，這些新產(chǎn)品的能效成本比并不適用于大眾市場(chǎng)，如臺式機電腦和服務(wù)器電源。

本文重點(diǎn)論述的專(zhuān)利電路[1]采用軟開(kāi)關(guān)法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管，因此符合市場(chǎng)預期。

1.1.二極管導通損耗

從200W到2000W之間的大眾市場(chǎng)電源通常需要一個(gè)連續導通（CCM）的功率因數校正器（PFC）。要想提高功率轉換器的功率密度，就應該提高開(kāi)關(guān)頻率。然而，功率因數校正器的主要開(kāi)關(guān)損耗是功率開(kāi)關(guān)/整流器換向單元的損耗，提高開(kāi)關(guān)頻率意味著(zhù)更高的損耗。因為PN二極管產(chǎn)生的電壓電流交叉區損耗和反向恢復損耗[2] ，如圖1.1所示，所以，主要功率損耗發(fā)生在功率開(kāi)關(guān)的導通階段。



圖1:導通損耗與二極管類(lèi)型和電流軟開(kāi)關(guān)法對比

為降低PN二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導體廠(chǎng)家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術(shù)的高壓肖特基二極管。盡管半導體廠(chǎng)商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導通過(guò)程中發(fā)生的電流電壓交叉區，如圖1.2所示的。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率，而二極管的反向恢復電流沒(méi)有提高。因此，開(kāi)關(guān)時(shí)間變小，導通功率損耗也隨著(zhù)變小，但是不能徹底消失。今天，為遵守EMI電磁干擾防護標準，在功率因數校正器設計內，碳化硅二極管導通dI/dt最大值約1000A/μs，而傳統的PN二極管的dI/dt值為 300A/μs。

1.2.軟導通法

另一種降低導通損耗的方法是使用一個(gè)軟開(kāi)關(guān)法，增加一個(gè)小線(xiàn)圈L來(lái)控制dI/dt斜率。該解決方案消除了在晶體管導通過(guò)程中發(fā)生的電流/電流交叉區和PN二極管反向恢復電流效應，如圖1.3所示。電流軟開(kāi)關(guān)解決方案不是新技術(shù)，但是必須達到相關(guān)的技術(shù)標準：

1.在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期重置線(xiàn)圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）。

2.無(wú)損恢復線(xiàn)圈貯存的感應能量。

3.抑制半導體器件上的任何過(guò)壓和過(guò)流應力。

4.當增加任何器件時(shí)保持成本不增加。

5.保持相似的功率密度。

很多電路都可以分為兩大類(lèi)：有源恢復電路和無(wú)源恢復電路。

1.3.有源恢復電路

在有源恢復電路中，零壓轉換(ZVT)電路[3]是設計人員非常熟悉的電路，如圖2所示。 這種電路可以根除導通功率損耗和關(guān)斷功率損耗。



圖2: ZVT：有源恢復電路

從理論上講，因為所有的開(kāi)關(guān)損耗都被消除，零壓轉換(ZVT)是功率因數校正（PFC）應用最理想的拓撲。此外，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作。然而，在實(shí)際應用中，升壓二極管D_B的反向恢復電流對零壓轉換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因為小線(xiàn)圈L上的重置電流，D₂ 的反向恢復電流包含高應力電壓和寄生阻尼振蕩。最后，PN二極管的動(dòng)態(tài)特性影響零壓轉換(ZVT)電路的總體能效，因為這個(gè)晶體管的導通時(shí)間應該增加，而且為降低半導體器件遭受的電應力，必須增加一個(gè)有損緩沖器。

從成本上看，零壓轉換(ZVT)電路需要增加一個(gè)功率MOSFET開(kāi)關(guān)管和一個(gè)專(zhuān)用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零壓轉換(ZVT)電路，但是仍然無(wú)法克服上述技術(shù)難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場(chǎng)應用。因此，無(wú)源恢復電路更有吸引力。

1.4.無(wú)源恢復電路

圖3所示電路是一個(gè)很好的無(wú)源恢復電路示例[4]；只需另增兩個(gè)二極管和一個(gè)諧振電容。



圖3:無(wú)源恢復電路

當外部條件不變時(shí)，這個(gè)電路工作良好。不過(guò)，在功率因數校正應用中設計這種電路難度很大，這是因為小線(xiàn)圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復電流和外部電氣條件的限制。

盡管無(wú)損無(wú)源電路只需很少的元器件，不幸地是因為技術(shù)原因，這種電路在功率因數校正應用中不可行。這個(gè)示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知，但是在不影響前文提到的五大標準的前提下，通過(guò)使用電流緩沖法恢復小線(xiàn)圈L的能量是目前無(wú)法克服的技術(shù)挑戰。

2.BC2:能量恢復電路

這個(gè)創(chuàng )新的電路[1]是按照軟開(kāi)關(guān)標準設計的，如圖4所示，為恢復小線(xiàn)圈L貯存的電能，在升壓線(xiàn)圈L_B 附近新增兩個(gè)二極管 D₁和D₂ 和兩個(gè)輔助線(xiàn)圈N_S1和N_S2 。

圖4:新型能量恢復電路:BC2

2.1.概念描述

當晶體管導通時(shí)，線(xiàn)圈N_S1 在主升壓線(xiàn)圈內恢復升壓二極管D_B的反向恢復電流I_RM 。因為交流輸入電壓調制L_B 電壓，所以它也調制N_S1上的反射電壓。此外，這個(gè)輸入電壓還調制升壓二極管電流I_DB及其相關(guān)的反向恢復電流I_RM。這些綜合調制過(guò)程讓流經(jīng)小線(xiàn)圈L的額外的反向恢復電流 I_RM 在線(xiàn)圈N_S1 內重置，即便在最?lèi)毫拥那闆r下也是如此。當晶體管關(guān)斷時(shí)，輔助線(xiàn)圈N_S2把小線(xiàn)圈L的額外電流注入到輸出電容。線(xiàn)圈N_S2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數關(guān)系，當交流線(xiàn)處于低壓時(shí)，反射電壓達到最大值，與小線(xiàn)圈L的最大電流值對應。這些綜合變化使流經(jīng)小線(xiàn)圈L的電流通過(guò)二極管D₂ 消失在體電容內，即便在最?lèi)毫拥那闆r下也是如此。當dI/dt 斜率(大約10A/μs)較低時(shí)，例如，在開(kāi)關(guān)轉換器的斷續模式下，這兩個(gè)附加線(xiàn)圈N_S1和N_S2 用于關(guān)斷二極管D₁ 和D₂; 二極管的反向恢復電流不會(huì )影響電路特性。我們可以說(shuō)，這個(gè)概念“在電路內回收電流”，因此稱(chēng)之為BC2。

2.2.相位時(shí)序描述

變壓比m₁ 和m₂ 是線(xiàn)圈N_S1和N_S2 分別與N_P的比值。

相位 [ t₀前]

在t₀前，BC2電路的特性與傳統升壓轉換器的特性相同。升壓二極管D_B 導通，通過(guò)體電容器發(fā)射主線(xiàn)圈能量。

相位 [t₀, t₁]

在t₀時(shí)，功率MOSFET導通，D_B 的電流等于I₀。在t₀+時(shí)，電流軟開(kāi)關(guān)啟動(dòng)，即在零電流時(shí)，功率MOSFET的電壓降至0V，無(wú)開(kāi)關(guān)損耗。在t₀后，流經(jīng)小線(xiàn)圈L的電流線(xiàn)性升高，達到輸入電流I₀和二極管反向恢復電流I_RM的總合為止，而流經(jīng)D_B 的電流線(xiàn)性降至-I_RM。

圖5真實(shí)地描述了這些電流的變化，并考慮到了m₂ 變壓比。下面是晶體管T_R和升壓二極管D_B的dI/dt簡(jiǎn)化表達式 :

,

此外，在t₀ +時(shí)，功率MOSFET的固有電容C_OSS 被放電，電阻是晶體管的導通電阻R_DS(on)。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為V_NS2反射電壓是從V_OUT抽取的，這個(gè)特性讓BC2 電路具有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，在低輸出負荷時(shí)，可以節省電能，利用下面的公式可以算出節省的電能：

因此，BC2 還降低了關(guān)斷損耗。

相位[t₁, t₂]

在t₁+時(shí)，升壓二極管D_B 關(guān)斷，過(guò)流I_RM被貯存小線(xiàn)圈內，過(guò)流使D_B 結電容線(xiàn)性放電。同時(shí)，主線(xiàn)圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D₁ 二極管導通為止。與此同時(shí)，過(guò)流I_RM 被變壓比m₁降低，然后被發(fā)射到主線(xiàn)圈內。

圖5:每相的等效時(shí)序

圖6:每相的等效電路

因此，流經(jīng)N_S1的電流有助于給內部線(xiàn)圈L_B放電，同時(shí)交流電源電壓給線(xiàn)圈N_p 施加偏壓。因為根據下面公式計算的反射電壓V_NS1的原因，流經(jīng)D₁ 的電流I_RM 降至0 A。

;

為保證斷續模式下的軟開(kāi)關(guān)操作，流經(jīng)D₁的電流在t₃前達到0 A。因為當正弦周期內的V_mains電壓達到最高值時(shí)，I_RM電流達到最高值，所以t_{D1_ON} 時(shí)間趨勢支持功率因數校正應用/此外，為消除二極管D₁ 的反向恢復電流效應，因為反射電壓V_NS1低的原因，必須使dI/dt_D₁ 總是保持低斜率，通過(guò)下面公式計算dI/dt_D₁:



不幸地是，在這個(gè)相位期間，升壓二極管D_B被施加一個(gè)高反向電壓：

這個(gè)特性要求這種應用增加一個(gè)二極管，為此，意法半導體開(kāi)發(fā)出一個(gè)優(yōu)化的二極管，使I_RM 電流值與擊穿電壓達到精確平衡。

相位[t₂, t₃]

在t₂時(shí)，D₁二極管的電流達到0 A，BC2變成一個(gè)傳統的功率升壓轉換器。當功率晶體管保持通態(tài)時(shí)，在t₃點(diǎn)，主L_B 線(xiàn)圈內和小L線(xiàn)圈內的電流上升到I₁。

相位 [t₃, t₄]

在t₃時(shí)，功率晶體管關(guān)斷。這時(shí)，C_OSS電容電壓被小線(xiàn)圈L內貯存的電流線(xiàn)性充電，直到二極管D₂導通為止；在關(guān)斷期間，功率開(kāi)關(guān)上沒(méi)有過(guò)壓應力。

同時(shí)，主線(xiàn)圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D_B 二極管導通為止。一旦所有的二極管一起導通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因為N_S2的反射電壓的原因，D₂ 的電流從I₁開(kāi)始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反，在t₄時(shí)，D_B 的電流升到標稱(chēng)值。

這種配流有利于BC2電路。事實(shí)上，在交流電壓較低的功率因數校正應用（例如90V_RMS）中，最高增強電流是在二極管D_B 和D₁之間機械分配。因此，整流階段的導通損耗得到改進(jìn)。下面是反射電壓V_NS2 和D₂ 導通時(shí)間的計算公式：

;

t_{D2_ON}時(shí)間趨勢支持功率因數校正應用，因為V_mains 電壓最低時(shí)，I₁ 電流最大。因此，即變在惡劣的條件下，例如，最低V_mains電壓下的高輸出負載電流，BC2電路仍然能夠保證斷續模式。此外，為消除二極管D₂ 的反向恢復電流效應，因為反射電壓V_NS2低的原因，必須使dI/dt_D₂ 總是保持低斜率，通過(guò)下面公式計算dI/dt_D₂:

相位 [t₄, t₅]

在t₄時(shí)，D₂二極管的電流達到0 A，BC2變成一個(gè)傳統的功率升壓轉換器，只有升壓二極管D_B 導通。因為N_S2上的反射電壓的原因，功率開(kāi)關(guān)管的電壓低于 Vout。因此，C_OSS電容在體電容內放電。在t₀時(shí)，晶體管導通，節能電能。

2.3.BC2電路上的電壓應力

表1列出了每個(gè)相位對應的最大電壓。

表1:BC2上的最大反向電壓

BC2電路需要使用一個(gè)擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復電流，以防功率晶體管在[t₁-t₂]相位遭受較高的電流。

意法半導體研制出BC2電路專(zhuān)用的3A、5A、8A、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類(lèi)型的封裝（直插、通孔或貼裝）。

意法半導體推出了在一個(gè)封裝內嵌入兩支二極管（圖4中的D_B和D₂）的新產(chǎn)品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT)，新產(chǎn)品的額定反向電壓值達到650V，散熱器用二極管與標準功率因數校正器用二極管完全相同。

為保持這個(gè)散熱器配置，意法半導體開(kāi)發(fā)出續流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060)，該產(chǎn)品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上。

針對大功率轉換器，意法半導體開(kāi)發(fā)出獨立的采用通孔封裝的D_B 和D₂ 二極管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D)。

詳情聯(lián)系當地的意法半導體銷(xiāo)售處。

2.4. 計算m₂ 和m₁ 變壓比

為在[t1-t2]和[t3-t4]時(shí)序期間符合斷續模式，圖5所示的時(shí)間參數td1和td2應總是正值。根據典型連續導通模式（CCM）功率因數校正規則和t_{D1_ON} 和t_{D2_ON} 表達式，確定變壓比條件m₁ 和 m₂ 不是難事。

And

其中P_IN 是功率因數校正器的輸入功率，Fs是開(kāi)關(guān)頻率；V_mainsRMS 是RMS電壓最大值；I_RMmax是在導通dI/dt和最高工作結溫條件下的反向恢復電流最大值。

2.5.小線(xiàn)圈L的電感計算

小線(xiàn)圈L的額定電感有幾種計算方式。例如，導通dI/dt的額定值可能是50A/μs；然后，根據二極管D_B的I_RM值計算變壓比m₂和m₁。不過(guò)，要想滿(mǎn)足設計規則，D_B的反向電壓VR_DB_reverse不得超過(guò)V_RRM的75%，75%x650 = 487V；如果VR_DB_reverse高于 487V，就應該降低小線(xiàn)圈L的電感值；因此，也應該提高小線(xiàn)圈L的dI/dt值和D_B二極管的 I_RM 值。因此，使VR_DB_reverse低于 487V，必須重新計算m₁和m₂ 變壓比。但是這種計算方法未能優(yōu)化小線(xiàn)圈L的電感及其尺寸。一個(gè)良好的方法最終應使小線(xiàn)圈的尺寸最小化。意法半導體開(kāi)發(fā)出一個(gè)考慮以下所有參數的軟件工具：D_B二極管的I_RM 與電流斜率dI/dt和結溫T_J對比、線(xiàn)圈L電感公差、導通功率損耗。這個(gè)軟件工具的研發(fā)目的是幫助設計人員根據應用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個(gè)采用BC2概念的功率因數校正應用示例。

表2:用于不同類(lèi)型功率因數校正器的L線(xiàn)圈的電感和尺寸

3.450W功率因數校正器的BC2電路設計

為展示BC2電路的優(yōu)點(diǎn)，意法半導體開(kāi)發(fā)出一個(gè)90- 264 V_mainsRMS 的通用系列450W功率因數校正器，該系列產(chǎn)品采用硬開(kāi)關(guān)模式和一個(gè)標準均流式 PWM控制器。我們從導通特性、能效和熱測量三個(gè)方面對BC²電路與8A碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了對比。

3.1.BC2設計

在評估BC2電路時(shí)我們使用了專(zhuān)用二極管，D_B采用STTH8BC065DI，D₂采用STTH8BC060D，D₁采用STTH5BCF060，如圖4所示。軟件給出了小線(xiàn)圈L的電感、變壓比m₁和m₂ 與開(kāi)關(guān)頻率的對比值，如表3所示。

表3:N_S1、N_S2 和L與Fs對比值

3.2.BC2電路的典型波形

圖7所示是200 kHz功率因數校正器的典型BC2波形。 每次功率MOSFET導通時(shí)，就會(huì )發(fā)生一次電流軟開(kāi)關(guān)操作。

這條曲線(xiàn)突出表明D₁ 和D₂ 二極管總是處于斷續模式；D₁ 恢復D_B的I_RM電流；而D₂ 通過(guò)功率因數校正體電容發(fā)送小線(xiàn)圈L貯存的電流。如前文所述，在[t₀-t₁]和[t₄-t₅]相位，一旦D₂ 關(guān)斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關(guān)斷損耗被消除。



圖7:Fs=200 kHz時(shí)的典型 BC2 波形

3.3.能效比較

我們在兩個(gè)V_mains電壓和140 kHz開(kāi)關(guān)頻率條件對BC2和SiC二極管進(jìn)行了能效比較，如圖8 (230V_RMS) 和圖9 (90V_RMS)所示。當電源電壓230V_RMS時(shí)，在全負載條件下，BC2電路比8A碳化硅整流管省電2.25W，在100W時(shí)省電1W。

在低負載條件下，如[t₀-t₁]相位所述，因為BC2關(guān)斷損耗比碳化硅二極管低，N_S2 產(chǎn)生的反射電壓仍能提高BC2的能效。

一旦功率因數校正器進(jìn)入斷續模式(100W)，碳化硅二極管與BC2電路的能效相同，如圖8所示。



圖8:在230V_RMS時(shí)的能效對比

在90V_RMS電壓時(shí)，軟開(kāi)關(guān)法的優(yōu)點(diǎn)加上C_OSS 放電節省的電能好處進(jìn)一步加強了BC2電路的優(yōu)點(diǎn)。在450W輸出功率時(shí)，BC2比碳化硅二極管省電5.4W，在低負載下，因為無(wú)關(guān)斷損耗，BC2比碳化硅二極管省電1.7%。



圖9:在90V_RMS時(shí)的能效對比


圖10:在Vmains_RMS=90V時(shí)，450W功率因數校正器的三個(gè)不同的輸出功率和三個(gè)開(kāi)關(guān)頻率的能效對比

圖10突出了BC2電路軟開(kāi)關(guān)法和C_OSS 放電省電的優(yōu)勢，特別是在低負載下這種優(yōu)勢更加明顯。

3.4.熱測量

電流軟開(kāi)關(guān)法能夠降低開(kāi)關(guān)晶體管的功率損耗，圖11所示是在一個(gè)功率因數校正應用中，BC2解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產(chǎn)生的溫度差(18°C)。

如果功率MOSFET晶體管的工作結溫相同，(T_j(avg))BC2解決方案可以讓散熱器變得更小。

這樣，節省的空間抵消了BC2電路的小線(xiàn)圈L所占的空間。因此，BC2電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。

雖然采用熱優(yōu)化技術(shù)，但是，當功率MOSFET的R_DS(on)導致結溫T_j(avg)上升到90 °C時(shí)，采用BC2的解決方案的能效略有降低，不過(guò)BC2概念的能效還是高于碳化硅二極管。因此，在圖11和圖9所 示的90V_RMS能效比較中，應該從Poutx[1/(SiC_efficiency) – 1/(BC2_ efficiency)]= 5.4W的省電數值中扣除0.75W。

總之，BC2電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。



圖11:溫度測比較

另一種優(yōu)化BC2概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積，獲得與碳化硅二極管相同的能效。

在圖11所給的示例中，至少可以去除一個(gè)功率 MOSFET開(kāi)關(guān)管。這樣，隨著(zhù)導通電阻R_DS(on) 增加，開(kāi)關(guān)管的功率損耗不必再乘以2。實(shí)際上，整體功率損耗降低的另一個(gè)原因是MOSFET等效電容C_OSS 也被削減一半。

在圖11的示例中，一個(gè)導通電阻R_DS(on)小于0.46?的、輸出功率450W的功率MOSFET與一個(gè)碳化硅二極管和兩個(gè)并聯(lián)功率MOSFET的結構的能效相同。

這個(gè)功耗優(yōu)化方法對大眾市場(chǎng)應用有吸引力:BC2解決方案應考慮到意法半導體的能效概念和節省一支功率MOSFET。

BC2概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案。

3.5.BC2設計工具

意法半導體開(kāi)發(fā)出一個(gè)軟件工具，能夠幫助設計人員根據電源規格快速確定BC2拓撲的規格。

圖12:BC2設計工具

該軟件設計工具可以提供微型線(xiàn)圈和主功率因數校正器的輔助線(xiàn)圈的參數、二極管選型和功率MOSFET的R_DS(on)。還可算出每個(gè)組件的功率損耗，并與使用一個(gè)碳化硅二極管的功率因數校正器對比。

4.結論

BC2電路使用一個(gè)軟開(kāi)關(guān)法，通過(guò)一個(gè)獨特的無(wú)損恢復電路幫助電源設計人員實(shí)現最高能效目標。

意法半導體推出了BC22概念專(zhuān)用二極管，以提高連續導通功率因數校正器（CCM PFC）的性能，如表4所示。

表4:BC2電路在450W 140 kHz功率因數校正器中的優(yōu)點(diǎn)



此外，把BC2概念用于大眾市場(chǎng)和高端功率因數校正器是設計人員支持現有市場(chǎng)能效推薦標準的理想選擇，例如，在電源額定功率20%、50%和100%負載下能效高于80%的銅牌、銀牌和金牌80 Plus能效標準。

此外，BC²及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉換器，這兩種器件是太陽(yáng)能逆變器或計算機和電信設備的開(kāi)關(guān)電源（SMPS）的常用功率器件。

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[2]Bertrand Rivet, ?New Solution to Optimize Diode Recovery in PFC Boost Converter?, PCIM 2000.

[3]Jim Noon, UC3855A/B High Performance Power Factor Preregulator -Texas Instrument- application report- SLUA146A

[4]Brian T, Irving and M. Jovanovic ?Analysis, Design and Performance Evaluation of Flying-Capacitor Passive Lossless Snubber applied to PFC Boost Converter?, APEC 2002, pp. 503 - 508 vol.1.