一種實(shí)用的車(chē)載逆變器的設計(圖)
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系統基本原理
本逆變器輸入端為汽車(chē)蓄電池(+12V，4.5Ah)，輸出端為工頻方波電壓(50Hz，220V)。其系統主電路和控制電路框圖如圖1所示，采用了典型的二級變換，即DC/DC變換和DC/AC逆變。12V直流電壓通過(guò)推挽式變換逆變?yōu)楦哳l方波，經(jīng)高頻升壓變壓器升壓，再整流濾波得到一個(gè)穩定的約320V直流電壓；然后再由橋式變換以方波逆變的方式，將穩定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的方波電壓，以驅動(dòng)負載。為保證系統的可靠運行，分別采集了DC高壓側電壓信號、電流信號及蓄電池電壓信號，送入SG3525A，通過(guò)調整驅動(dòng)脈沖的占空比或關(guān)斷脈沖來(lái)實(shí)現電壓調節、過(guò)流保護及欠壓保護等功能。
圖1系統主電路和控制電路框圖
主要技術(shù)參數
輸入電壓:DC12V；
輸出電壓:AC220V±5%，50Hz±2%；
額定功率:100W；
保護功能:輸入直流極性接反保護，輸入欠壓保護，輸出過(guò)流保護。
電路設計
1主控芯片SG3525A
SG3525A是ST公司生產(chǎn)的脈沖寬度調制器控制集成電路,具有集成基準電壓，振蕩器同步，軟啟動(dòng)時(shí)間控制，輸入欠電壓鎖定等功能。SG3525A的引腳如圖2所示。
圖2SG3525A引腳分布
振蕩頻率的確定：振蕩頻率由三個(gè)外部元件RT、CT和RD設置，分別接在6、5、7引腳上。振蕩頻率為fOSC=1/CT(0.7RT+3RD)，其中，0.7RTCT為定時(shí)電容充電時(shí)間，3RDCT為定時(shí)電容放電時(shí)間。為了使分頻分相電路取得50Hz振蕩頻率，本設計設定振蕩頻率為51.2kHz，取CT＝2000pF,RT=10kΩ，RD=922Ω。
輸出脈寬的調整：PWM脈沖寬度由引腳9和引腳8中電平較低的一端控制。芯片內部的誤差放大器U1將電壓反饋信號與基準電壓信號偏差放大后送入比較器U2的反向輸入端，比較器正向輸入端的輸入則來(lái)自電容器CT上的鋸齒波，兩者做比較后輸出方波脈沖來(lái)控制SG3525A內部輸出功放管的占空比（見(jiàn)圖3）。本設計中將8引腳經(jīng)電容接地，9引腳接DC/DC高壓直流電壓的反饋電壓，由此調整輸出直流電壓的穩定。圖3中，U1為SG3525A中的誤差放大器，1、2、9分別為芯片管腳，R1～R7、C1、C2均為外接電阻電容。SG3525A的16引腳輸出5V參考電壓。電阻R3、R4及U1構成反比例運算器，R4/R3為其靜態(tài)放大倍數，其值越大控制精度越高。但放大倍數太大將引起振蕩，因此引入C1和R5使誤差放大器成為不完全比例積分控制器，此時(shí)靜態(tài)誤差放大倍數不變，動(dòng)態(tài)誤差放大倍數減小，既不影響控制精度，又避免過(guò)沖引起振蕩。
圖3輸出直流高壓調節原理圖
脈沖的關(guān)斷：當10引腳加上高電平時(shí)，實(shí)現對輸出脈沖的封鎖。本設計使用該項功能實(shí)現輸出過(guò)流過(guò)壓、輸入欠壓的保護。
2分頻分相電路
由14級串行二進(jìn)制計數/分配器CD4020B構成分頻電路，分頻信號來(lái)自SG3525A的振蕩器輸出端引腳4。圖4中的A、B、C分別代表振蕩器脈沖經(jīng)8、9、10級分頻后的波形，其頻率分別為fA=fOSC/28,fB=fOSC/29,fC=fOSC/210。分相電路由單片兩輸入端四與非門(mén)CD4011BC及外圍器件組成，將信號ABC邏輯組合成逆變橋所需要的驅動(dòng)脈沖(A+B)C與(A+B)C信號。該驅動(dòng)信號具有共同死區，信號頻率約為50Hz。
圖4分頻分相波形圖
3保護電路
①輸入欠壓保護
如圖5所示，D1為蓄電池極性反接保護。SG3525A的引腳16輸出參考電壓5V,取R3＝R4=10kΩ。在正常情況下，U1的反相輸入端電壓大于正向輸入端電壓，U1輸出低電平，二極管D1、D2截止。當蓄電池電壓低于10V時(shí)，比較器U1開(kāi)始工作，輸出由低電平變?yōu)楦唠娖?，D2、D3導通，并把同相輸入端電位提升為高電平，使得U1一直穩定輸出高電平，向SG3525A的引腳10輸出關(guān)斷信號。
圖5輸入欠壓保護電路
②輸出電流過(guò)載保護
如圖6所示，運放U2及外圍電阻構成反比例放大器，運放U3及外圍電路構成比較器。圖1中的R3為取樣電阻，取2.2Ω，2W。當負載電流增大時(shí)，該電阻的壓降△U增大。
圖6輸出電流過(guò)載保護電路
運放U3正向輸入端輸入電壓為：U＋=(1+R2/R1)×(R3/R4)×△U
合理的調整R1、R2、R3、R4的取值，使得當負載電流超過(guò)1.5A后，U3的正向輸入端電位高于反向輸入端，輸出高電位，二極管D2、D3導通，并把同相輸入端電位提升為高電平，使得U1一直穩定輸出高電平，向SG3525A的10引腳輸出關(guān)斷信號。
散熱設計
為了進(jìn)一步減小體積，減輕重量，采取了利用外殼(機殼)散熱致冷辦法，既解決了散熱，又使整機體積變小，重量減輕。
逆變器試驗輸出波形
DC／DC變換輸出電壓穩定在320V，逆變橋開(kāi)關(guān)頻率為50Hz，接500Ω電阻負載。實(shí)驗的電路波形如圖7所示
圖7試驗電路輸出波形
結語(yǔ)
本文設計的車(chē)載逆變電源電路主要采用集成化芯片，使得電路結構簡(jiǎn)單、性能穩定、成本較低。經(jīng)實(shí)際應用證明，該逆變電源工作穩定可靠，能夠持續輸出功率100W。
今日電子反向輸入端，比較器正向輸入端的輸入則來(lái)自電容器CT上的鋸齒波，兩者做比較后輸出方波脈沖來(lái)控制SG3525A內部輸出功放管的占空比（見(jiàn)圖3）。本設計中將8引腳經(jīng)電容接地，9引腳接DC/DC高壓直流電壓的反饋電壓，由此調整輸出直流電壓的穩定。圖3中，U1為SG3525A中的誤差放大器，1、2、9分別為芯片管腳，R1～R7、C1、C2均為外接電阻電容。SG3525A的16引腳輸出5V參考電壓。電阻R3、R4及U1構成反比例運算器，R4/R3為其靜態(tài)放大倍數，其值越大控制精度越高。但放大倍數太大將引起振蕩，因此引入C1和R5使誤差放大器成為不完全比例積分控制器，此時(shí)靜態(tài)誤差放大倍數不變，動(dòng)態(tài)誤差放大倍數減小，既不影響控制精度，又避免過(guò)沖引起振蕩。
圖3輸出直流高壓調節原理圖
脈沖的關(guān)斷：當10引腳加上高電平時(shí)，實(shí)現對輸出脈沖的封鎖。本設計使用該項功能實(shí)現輸出過(guò)流過(guò)壓、輸入欠壓的保護。
2分頻分相電路
由14級串行二進(jìn)制計數/分配器CD4020B構成分頻電路，分頻信號來(lái)自SG3525A的振蕩器輸出端引腳4。圖4中的A、B、C分別代表振蕩器脈沖經(jīng)8、9、10
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