基于DSP和CPLD的智能開(kāi)關(guān)電源數字控制器的設計與實(shí)現

　　1 引言

　　近年來(lái)，隨著(zhù)大功率開(kāi)關(guān)電源的發(fā)展，對控制器的要求越來(lái)越高，開(kāi)關(guān)電源的數字化和智能化也將成為未來(lái)的發(fā)展方向。

　　目前，我國的大功率開(kāi)關(guān)電源多采用傳統的 模擬控制方式，電路復雜，可靠性差。因此，采用集成度高、集成功能強大的數字控制器設計開(kāi)關(guān)電源控制器，來(lái)適應不斷提高的開(kāi)關(guān)電源輸出可編程控制、數據通訊、智能化控制等要求。

　　2.數字控制器設計

　　本文設計的數字控制器，采用TI公司24X系列DSP控制器中的TMS320LF2407A芯片作為主控制器，主要功能模塊包括：（1）DSP與可編程邏 輯器件CPLD相配合實(shí)現全橋移相諧振軟開(kāi)關(guān)驅動(dòng)（2）偏磁檢測電路;（3）其他功能，如數據采集、保護及外部接口等?？刂葡到y結構如圖1所示。

　　2.1移相控制波形的生成

　　TMS320LF2407A芯片包含兩個(gè)事件管理器EVA和EVB，每個(gè)事件管理器都包括兩個(gè)通用定時(shí)器，通用定時(shí)器GPT1和GPT2對應于事件管理器EVA，GPT1和GPT2對應于事件管理器EVB，通用定時(shí)器的結構如圖2所示。

　　通用定時(shí)器是PWM波形產(chǎn)生的基礎，每個(gè)通用定時(shí)器都可以提供一路單獨的PWM輸出通道。獲得指定周期指定脈寬的PWM信號的過(guò)程是：首先設置通用定時(shí)器控制寄存器TxCON確定計數器的計數模式和時(shí)鐘源;然后根據需要的PWM波形周期設置周期寄存器TxPR;接著(zhù)裝載比較寄存器TxCMPR，確定PWM 波形的占空比。通過(guò)上述相應的設置即可獲得指定周期、指定脈寬的PWM信號。

　　而輸出移相波形的關(guān)鍵是讓同一事件管理器中的兩個(gè)通用定時(shí)器同步工作，并且在一個(gè)通用定時(shí)器從零開(kāi)始計數的時(shí)刻，賦予另一個(gè)通用定時(shí)器計數器不同的初值，初值的大小決定兩個(gè)通用定時(shí)器輸出PWM波形的相位關(guān)系。本文利用事件管理器EVA的兩個(gè)通用定時(shí)器GPT1和GPT2的同步工作，產(chǎn)生移相波形。

　　為了避免因開(kāi)關(guān)器件特別是IGBT器件在關(guān)斷時(shí)電流拖尾造成橋臂瞬時(shí)直通所造成的危害，還需要在同側橋臂的開(kāi)關(guān)器件控制波形中添加死區。因為PLD具有可 在線(xiàn)修改能力，可在PCB電路完成后隨時(shí)修改設計，而不必改動(dòng)硬件電路，因此本文采用ALTERA公司的EPM7000S系列的CPLD芯片，通過(guò)編程生成控制波形的死區。如圖3所示。

　　2.2磁偏檢測電路

　　在全橋電路中，一對功率開(kāi)關(guān)管在工作周期的前半部分和后半部分交替地通斷，若它們的飽和壓降相等，導通脈寬也一樣，則稱(chēng)電路工作在平衡狀態(tài)。但若由于某種原因導致兩個(gè)半周期內施加在中頻變壓器上的電壓不相等（例如功率開(kāi)關(guān)管的飽和壓降有較大差異）或是一對晶體管的導通脈寬不相等（例如由于存儲時(shí)間的不一 致、控制電路輸出脈寬不相等以及反饋回路引起的不對稱(chēng)等）時(shí)，功率轉換電路就工作在不平衡狀態(tài)。變壓器的磁通在一個(gè)周期終了時(shí)不能返回到起始點(diǎn)，于是將在 一個(gè)方向增大，其工作區域將偏向一個(gè)象限，引起磁芯飽和從而導致功率開(kāi)關(guān)管損壞，逆變失敗，此即所謂“單向偏磁”。

　　為了避免變壓器的飽和，充分發(fā)揮數字控制器的優(yōu)勢，盡量簡(jiǎn)化主電路的設計，增加變壓器的利用率，本文設計中采取以下方法來(lái)進(jìn)行磁偏的檢測和控制。如圖4所 示，通過(guò)互感器分別檢測變壓器的一次側正負半周的電流大小，將檢測得到的值HCQ1和HCQ2進(jìn)行比較，一旦某個(gè)半周的電流偏大超過(guò)一定的值，則認為出現 了偏磁，將該信號送入TMS320LF2407A的捕獲單元功能，產(chǎn)生捕獲中斷并通過(guò)中斷程序去調整相應橋臂的功率開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)脈沖的寬度，強制對變壓器進(jìn)行磁恢復，防止變壓器飽和現象的發(fā)生。

　　2.3數據采樣及濾波

　　為了確?？刂瓢迮c系統主電路的信號隔離，數據采樣電路上采用與霍爾電壓傳感器和霍爾電流傳感器接口，確保采樣輸入電路的信號與采樣輸出信號的完全隔離。

　　TMS320LF2407A芯片內部集成了10位精度的帶內置采樣/保持的模數轉換模塊（ADC）。根據系統的技術(shù)要求，10位ADC的精度可以滿(mǎn)足電壓的分辨率、電流的分辨率的控制要求，因此本文直接利用控制芯片內部集成的ADC，就可滿(mǎn)足控制精度。另外，該10位ADC是高速ADC， 最小轉換時(shí)間可達到500 ns，也滿(mǎn)足控制對采樣周期要求。

　　為了提高ADC數字采樣的精度，減少軟件濾波的工作量，設計了低通濾波器對電壓和電流的信號進(jìn)行處理，以消除高頻信號的干擾和更好的消除線(xiàn)路以及空間的干擾。

　　2.4保護功能

　　電源運行過(guò)程中，可能會(huì )發(fā)生一些異常狀態(tài)，如全橋電路出現直通使得原邊母線(xiàn)短路;副邊負載短路或者過(guò)流、散熱器過(guò)熱等等，需要在控制中加以保護。

　　在本文設計中，利用了DSP 功率保護引腳PDPINT的功能對異常狀態(tài)進(jìn)行檢測并能夠做到及時(shí)恰當處理，做到系統的安全可靠運行。

　　保護電路采用窗口比較電路，分別檢測功率開(kāi)關(guān)管的過(guò)流信號，輸出的短路信號和散熱器的過(guò)熱信號。設定保護的閥值，一旦出現任何異常，就可以立刻將保護信號送入DSP 功率保護引腳PDPINT或者外部中斷信號IOPE-2，通知控制系統并采取相應的措施：對于原邊的短路以及副邊的短路采用不可恢復的保護方式，立刻關(guān)閉 PWM驅動(dòng)信號，切斷電源的輸入，以防止其它更嚴重的危險發(fā)生;對于散熱器過(guò)熱等可恢復的保護信號，則暫時(shí)關(guān)閉PWM輸出，等狀態(tài)恢復后再重新恢復工作。

　　2.5外部接口

　　本文設計的數字控制器外部接口包括外部控制I/O接口和外部通訊接口。

　　利用DSP內部的I/O口來(lái)實(shí)現外圍的附加控制功能，如：指示燈顯示、主電路的緩起控制、輸出接觸器的控制、散熱風(fēng)扇的開(kāi)關(guān)控制等；

　　外部通訊接口包括CAN總線(xiàn)接口和RS232接口。CAN總線(xiàn)接口可滿(mǎn)足遠距離數據傳輸要求，RS232接口可與人機設備接口。

　　外部CAN總線(xiàn)通訊接口采用TMS320LF2407A芯片的CAN 控制器接口，利用用82C250作為CAN驅動(dòng)芯片和外部設備通訊。CAN驅動(dòng)芯片82C250單獨供電，通過(guò)光耦將DSP內部CAN控制器的引腳CANRX和CANTX和驅動(dòng)芯片82C250隔離，以減少數字信號對CPU的干擾。

　　RS232通訊接口利用TMS320LF2407A芯片包含的串行通信接口SCI模塊，它支持CPU與其他使用標準格式的異步外設之間的數字通訊。SCI接收器和發(fā)送器是雙緩沖的，每一個(gè)都有它自己?jiǎn)为毜氖鼓芪缓椭袛鄻酥疚?。兩者都可以獨立工作，或者在全雙工的方式下同時(shí)工作。本文設計中，CPU的SCI模塊引腳SCIRX和SCITX通過(guò)光耦隔離后和RS232串口驅動(dòng)芯片MAX232相連接，MAX232的輸出采用3線(xiàn)傳送方式，信號通過(guò)高速光耦隔離后與外部設備連接。

　　3．數字化充電電源應用試驗

　　近年來(lái)，國內電動(dòng)車(chē)相關(guān)技術(shù)迅速發(fā)展，如何解決動(dòng)力電池的快速而方便充電問(wèn)題，成為電動(dòng)車(chē)產(chǎn)業(yè)化鏈中非常重要的一環(huán)。而本文設計的數字控制器能很好的適應數字化充電電源對控制器的要求，并進(jìn)行了應用試驗。

　　采用本文設計的數字化控制器的數字化充電電源主電路拓撲如下圖5所示。

　　主電路開(kāi)關(guān)器件采用IXYS公司的新型功率型MOSFET器件IXFN44N80（44A，800V，有續流二極管），輸出整流二極管采用DESI2*61-10B（60A、1000V快恢復二極管），輸出濾波電感1mH，諧振電容0.022μF，電路工作頻率fs＝80kHz，死區時(shí)間1μs。

　　
圖5 主電路拓撲

　　數字化充電電源通過(guò)CAN2.0協(xié)議與動(dòng)力電池組的BMS（電池管理系統）通訊，采集電池的相關(guān)數據（電池電壓、電池溫度、電池充電狀態(tài)等），為充電管理提供參考數值；通過(guò)RS232協(xié)議與計算機通訊，記錄相關(guān)數據。試