驅動(dòng)器UCC27201上電時(shí)刻HO引腳誤脈沖的分析

摘要

在隔離DC/DC電源中經(jīng)常會(huì )使用到帶浮地功能的雙通道驅動(dòng)器UCC27201。實(shí)際應用發(fā)現，某些場(chǎng)景中，其HO引腳會(huì )在上電時(shí)刻產(chǎn)生誤脈沖。該誤脈沖導致系統有開(kāi)機異常的風(fēng)險。本文通過(guò)實(shí)際仿真和電路原理分析，詳細介紹了誤脈沖產(chǎn)生的機理，隨后提供了兩個(gè)針對該誤脈沖的解決方案，并給予了詳細解釋。

1、隔離電源系統設計

某隔離電源系統完成DC/DC的轉換，采用全橋拓撲，輸出電壓為12V。其中，全橋的原邊側驅動(dòng)器就采用了UCC27201，共計兩顆。

1.1隔離電源系統簡(jiǎn)述

該隔離電源系統完成寬范圍輸入電壓（36V~72V）到12V的轉換，輸出功率350W。系統采用帶同步整流功能的硬開(kāi)關(guān)全橋拓撲（HSFB）。圖1所示的是該系統的方框圖，包含有主控芯片LM5035，置于原邊側的驅動(dòng)器UCC27201，置于副邊側的驅動(dòng)器UCC27324和隔離器等器件。

圖1：隔離電源系統框圖

1.2UCC27201的應用

UCC27201是帶有浮地功能的MOSFET驅動(dòng)器，具有高端輸出和低端輸出兩個(gè)通道，可以應用于BUCK，半橋和全橋等拓撲。該芯片引腳的描述如下：

●VDD(Pin1)：供電引腳，范圍是8V~17V，典型值為12V；

●VSS(Pin7)：芯片地引腳；

●HI,LI(Pin5,Pin6)：高端驅動(dòng)輸入和低端驅動(dòng)輸入；

●HO,LO(Pin3,Pin8)：高端驅動(dòng)輸出和低端驅動(dòng)輸出；

●HB,HS(pin2,pin4)：浮地供電和浮地引腳，用于高端驅動(dòng)供電；

如圖2，在本電源系統中，一顆UCC27201的兩路輸出驅動(dòng)全橋同一側橋臂的兩個(gè)MOSFET，主要連接網(wǎng)絡(luò )標示如藍色字體。另一顆UCC27201的兩路輸出則是驅動(dòng)全橋的另一側橋臂。

圖2：驅動(dòng)器UCC27201的實(shí)際應用

采用上述應用電路的實(shí)際驅動(dòng)信號見(jiàn)圖3，包括了軟啟動(dòng)和正常運行等兩個(gè)階段。

在軟啟動(dòng)階段，標示為Q1的MOSFET的驅動(dòng)信號占空比遠小于50%，而Q2的驅動(dòng)信號占空比則是超過(guò)了50%，與Q1的驅動(dòng)信號占空比保持為互補關(guān)系。Q3和Q4驅動(dòng)信號的關(guān)系同上。

在正常運行階段，Q1~Q4的驅動(dòng)信號占空比全部都接近50%。相互之間的關(guān)系如圖3所示，即Q1和Q2保持互補，Q3和Q4保持互補。

圖3：全橋驅動(dòng)信號

2、UCC27201HO引腳的誤脈沖及根因分析

實(shí)際應用中，由于不同的UCC27201的供電電壓設計有差異，當其Cboot電容充電過(guò)快時(shí)，HO引腳會(huì )出現誤脈沖。該誤脈沖的根因是Cboot過(guò)快的上電電壓耦合到了HO引腳，同時(shí)過(guò)快的上電速率導致芯片內部對HO管腳下拉的MOSFET不能及時(shí)導通，最終造成了HO引腳輸出誤脈沖。

2.1HO引腳的誤脈沖

實(shí)際測試上述電源系統時(shí)發(fā)現，開(kāi)機時(shí)UCC27201的HO引腳有誤脈沖，如圖4（CH1為HO；CH4為HB與HS的差分電壓，亦即Cboot電容兩端的電壓；CH2為LO；CH3可忽略）。該誤脈沖幅度最大可超過(guò)7V，與LO交疊后會(huì )造成全橋高端MOSFET和低端MOSFET的共通，進(jìn)而導致系統開(kāi)機存在風(fēng)險。

圖4：HO引腳的誤脈沖

2.2HO引腳誤脈沖的根因分析

圖5所示的是UCC27201內部與HO相關(guān)的電路。在HB與HS之間電壓正常建立后，邏輯電路會(huì )依據HI電平的高或低而打開(kāi)Qa或Qb，從而實(shí)現HO高低電平的輸出。Qc是當HB與HS之間電壓還處于欠壓階段時(shí)，用以導通以拉低HO引腳，確保在該階段HO無(wú)輸出。

圖5：HO相關(guān)的內部電路

當HB與HS間電壓還處于欠壓階段時(shí)，內部電路會(huì )產(chǎn)生高電平驅動(dòng)信號以導通Qc。但是，該高電平驅動(dòng)信號的產(chǎn)生存在一定的延時(shí)；同時(shí)，Qc設計用來(lái)被脈沖信號觸發(fā)，而非電平信號觸發(fā)。上述兩個(gè)因素就造成，當HB與HS間電壓上升過(guò)快時(shí)Qc將不能及時(shí)導通。此時(shí)，如果HO被HB與HS間電壓耦合出高電平后（其中一個(gè)耦合途徑是通過(guò)Qa和Qb的結電容），因Qc還未導通，該耦合出的高電平將得以輸出，最終形成了HO的誤脈沖。

如果HB與HS間電壓上升速率變緩，或者HB與HS間電壓先得以預建立，Qc的驅動(dòng)信號（圖6中的藍色線(xiàn)和紅色線(xiàn)）的高電平脈沖將會(huì )變寬，這就能保證Qc導通，誤脈沖就會(huì )被消除。

下文就圍繞HB與HS間電壓的上升斜率和預建立這兩個(gè)方向來(lái)討論，以解決HO的誤脈沖問(wèn)題。

圖6：HB與HS電壓斜率不同的影響

3、解決措施之增大Cboot電容

在相同充電速率條件下，增大Cboot電容可以將HB與HS之間的電壓上升斜率變緩，以得到足夠寬的高電平信號并使Qc導通。

3.1Cboot充電過(guò)程分析

如圖7所示，UCC27201內部有二極管（D1）連接Pin1（VDD）和Pin2（HB）。在Pin1的外部連接有供電網(wǎng)絡(luò )（電壓為12V），電容Cd（1uF）和串聯(lián)電阻Ri（10ohm）；在Pin2則接有Cboot電容。Cboot電容的充電主要是通過(guò)D1這條路徑完成的。

經(jīng)過(guò)仿真分析（如圖8）知，Cboot的充電主要包含如下兩個(gè)階段：

●階段一：電容Cd通過(guò)D1給Cboot充電。充電電流如圖8中的紅色線(xiàn)所示，先是急劇上升到最大，然后緩慢下降。同時(shí)，電容Cd的電壓（綠色線(xiàn)）逐漸下降，電容Cboot的電壓（粉色線(xiàn)）逐漸上升。當Cd與Cboot的壓差減小為約0.65V（二極管D1的正向導通壓降）時(shí)，第一階段結束。

●階段二：12V供電電壓給Cd和Cboot充電。受限于Ri，充電電流將小于1.2A（12V/10ohm）。

圖8中的仿真結果是基于Cboot為300nF，圖9的仿真結果則是基于Cboot為100nF。對比二者知，修改Cboot電容容量所帶來(lái)的主要影響是第一個(gè)充電階段的持續時(shí)間，分別約為280ns和120ns。下節會(huì )分析第一階段持續時(shí)間不同可能會(huì )帶來(lái)的風(fēng)險。

圖10給出的是實(shí)測波形，其中CH1是LO的波形；CH2是HB-HS的波形；CH3是HO的波形，CH4是VDD的電壓波形?？梢钥吹?，在UCC27201上電后，VDD電壓快速下降，然后又緩慢上升，這與仿真結果一致。

圖7：Cboot電容充電電路圖8：Cboot為300nF時(shí)的仿真結果

圖9：Cboot為100nF時(shí)的仿真結果圖10：充電過(guò)程的實(shí)測波形

3.2增大Cboot電容的風(fēng)險分析

在UCC27201的實(shí)際應用中，需要注意內部二極管D1的反向恢復應力。

當LO的輸出由高變低后，HS電壓會(huì )升高，HB電壓同樣也會(huì )升高，此時(shí)內部二極管將承受反壓，并承受隨后出現的反向恢復應力。如果反向恢復應力出現之前時(shí)刻的二極管正向導通電流超出額定范圍，反向恢復應力則會(huì )過(guò)大而導致二極管失效。UCC27201要求內部二極管承受反向恢復應力前的正向導通電流在2A以下。

在該電源系統中，將Cboot修改為300nF后，二極管正向電流在約280ns后降低到2A。而在開(kāi)機的第一個(gè)周期內，下管的持續時(shí)間超過(guò)了3us（如圖11，CH1和CH2是全橋兩個(gè)下管的驅動(dòng)信號），即3us之后內部二極管才會(huì )有反向恢復應力，由于此時(shí)正向導通電流已經(jīng)遠低于2A，二極管無(wú)可靠性風(fēng)險。因此，修改Cboot容值到300nF后二極管不會(huì )有失效風(fēng)險。

圖11：開(kāi)機時(shí)刻全橋下管的驅動(dòng)波形

4、解決措施之Cboot電容預充電

給Cboot電容預充電，可以提前產(chǎn)生驅動(dòng)信號以確保內部Qc導通。當系統發(fā)波后，LO變高會(huì )產(chǎn)生充電路徑而使Cboot快速充電，但由于此時(shí)內部Qc已經(jīng)導通，HO將不會(huì )產(chǎn)生誤脈沖。

4.1預充電電路

如圖12所示，增加一顆電阻RL后即可形成預充電電路。當UCC27201的12V建立后，在系統未發(fā)波前，12V電壓可以通過(guò)路徑Ri->D1->Cboot->RL給Cboot充電。

經(jīng)仿真知，當對Cboot電容預充電至1V左右，內部Qc就會(huì )導通。于是，隨后的快速充電將不會(huì )再在HO引腳產(chǎn)生誤脈沖。根據12V建立到系統發(fā)波之間的延時(shí)時(shí)間，可以計算合適的RL值，以保證Cboot預充電至1V以上。

圖12：Cboot電容的預充電電路

4.2新增電阻的阻值計算

假設延時(shí)時(shí)間為1ms，根據如下RC充電公式，可知RL約為114Kohm。

12Vx[1–exp(-1ms/RL*Cboot)]=1.0V

考慮到系統正常運行后，全橋上管導通時(shí)，電阻RL存在一定的損耗。最?lèi)毫訔l件下（高壓輸入）的損耗計算如下：0.5x(72V*72V)/100K=0.026W

綜上可知，實(shí)際應用中，可以選取阻值為114K，封裝為0603以上的電阻，只要延時(shí)時(shí)間不少于1ms，就可以確保HO引腳無(wú)誤脈沖輸出。

5、總結

在UCC27201的實(shí)際使用中，如果Cboot電容充電速率過(guò)快，則會(huì )在HO引腳產(chǎn)生誤脈沖。通過(guò)對誤脈沖產(chǎn)生機理的分析可知，通過(guò)增大Cboot電容的容量或者在HS引腳增加一顆連接到地的電阻，都可以有效的解決該問(wèn)題，而且上述兩個(gè)方法都不會(huì )對系統帶來(lái)額外的可靠性風(fēng)險。

但需要注意的是，在采用上述兩種方案前都需要仔細評估，以確定當前應用條件下，上述方案不會(huì )帶來(lái)風(fēng)險?？梢匝?FONT face=Arial>TI工程師共同參與該評估過(guò)程。

6、參考資料

1.UCC27201datasheet,TexasInstrumentsInc.,2008

2.LM5035datasheet,TexasInstrumentsInc.,2013