工程師分享：基于DSP實(shí)現的一種開(kāi)關(guān)逆變電源

整個(gè)工作過(guò)程可分為4個(gè)階段，下面分別說(shuō)明。

第一階段 Q1、Q4導通

當Q1、Q4(有相位差)導通，并讓Q5提前導通，直流側的能量便可傳輸到輸出端。此時(shí)諧振電感儲能，Q5軟開(kāi)通，減少了開(kāi)關(guān)損耗。如圖2中ug5所示。

第二階段 諧振

由于電路隔直電容和諧振電感(包括變壓器中漏感)諧振，電感在第一階段所保存的能量得以釋放。當諧振電流到零時(shí)，關(guān)斷Q1。此階段Q2、Q4導通，Q5延遲一段時(shí)間再關(guān)斷。如圖2中ug5所示。

第三階段 Q2，Q3導通

在此階段，使Q6在Q2，Q3導通前提前導通。當Q2，Q3(Q1，Q2之間有死區)導通時(shí)，直流側的能量便可傳遞到輸出端，此時(shí)Q6為軟開(kāi)通。如圖2中ug6所示。

第四階段 諧振

工作原理同第二階段類(lèi)似，此時(shí)電流方向與第二階段相反，當電感上的能量釋放完畢，關(guān)斷Q6。此時(shí)一個(gè)周期便結束，開(kāi)始下一個(gè)周期。從圖1可以看出，無(wú)論變壓器副邊電壓極性如何，若Q5導通、Q6關(guān)斷，則輸出端OUT1為正，OUT2為負;若Q6導通，而Q5關(guān)斷，則 OUT2為正，而OUT1為負。所以，控制Q5，Q6的導通順序，即可控制輸出端的極性，并可獲得多種波形，例如交流、脈沖等波形均可實(shí)現。如要輸出正弦波的正半周時(shí)，PULS1控制Q1，Q4，PULS2控制Q2，Q3，并同時(shí)讓Q5，Q6相應地提前導通，便可輸出正弦波的正半周，如圖3所示。

要輸出正弦波的負半周，只需讓Q5，Q6的導通順序交換便可，如圖4所示。

軟件實(shí)現

1 PWM波的輸出

本文采用三角波作為載波的規則采樣法，來(lái)獲得等高不等寬的矩形波，即脈沖。每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都與相應的三角波的中點(diǎn)相對應，在三角波的負峰值時(shí)刻tD對正弦調制波采樣而得D點(diǎn)，過(guò)D點(diǎn)作一水平直線(xiàn)和三角波分別交于A(yíng)點(diǎn)和B點(diǎn)，如圖5所示。則有

δ=Tc(1+sinωrtD)/2

根據這一關(guān)系式，如果一個(gè)周期內有N個(gè)矩形波，則第i個(gè)矩形波的占空比為

Dr=0.5+0.5sin(i*2π/N)

用周期和占空比分別去設定TMS320LF2407中PWM電路相應的寄存器，便可在PWMx(x=1，2，3，4，7，8)上獲得所需的 PWM脈沖波形，由這些PWM脈沖去控制相應的6個(gè)開(kāi)關(guān)管，便可輸出正弦波形。要注意的是，輸出正弦波質(zhì)量的高低與用作控制的正弦波的離散數量有關(guān)，如果離散數量越多，則輸出的正弦波就越平滑，但卻增加了DSP的運算量。反之輸出會(huì )越差。因此，對具體的應用場(chǎng)合，要選擇合適的離散值。定時(shí)器T1，T3被設定為下溢和周期匹配中斷方式，用作PWM輸出時(shí)基，工作在連續增/減記數模式。

2 實(shí)時(shí)采樣

采用TMS320LF2407中集成的16路ADC轉換電路實(shí)現電壓、電流采樣(每一通道的最小轉換時(shí)間為500ns)。通過(guò)采樣模塊 MAX122，將采樣信號轉換為L(cháng)F2407的ADC所需的0～3.3V電平。在一個(gè)工頻周期中，將采樣200次(開(kāi)關(guān)頻率為20kHz)。一旦有沖擊性負載存在，將導致輸出電流，或電壓過(guò)高，使DSP能及時(shí)捕獲此突變。DSP將調用相應的子程序來(lái)處理過(guò)壓或過(guò)流情況，以保護整個(gè)電路的正常運行。定時(shí)器 T2被設定為下溢和周期中斷方式，用作ADC采樣的控制時(shí)基，工作在連續增/減記數模式。實(shí)驗結果

根據以上原理，初步設計了一臺實(shí)驗系統，并獲得了比較好的效果。其主要技術(shù)參數如表1所列。