并網(wǎng)光伏微型逆變器設計

的控制和對系統工作模式的確定變得不準確且存在潛在危害。并網(wǎng)太陽(yáng)能微型逆變器的PLL采用了對電網(wǎng)電壓的硬件過(guò)零檢測和軟件過(guò)零檢測。在軟件中，會(huì )在每個(gè)ADC觸發(fā)器處對電網(wǎng)電壓進(jìn)行采樣，并將電網(wǎng)電壓的極性存儲在寄存器中。每次采樣時(shí)均會(huì )檢查電網(wǎng)電壓的極性。如果電網(wǎng)電壓的極性發(fā)生了變化，軟件會(huì )設置零電壓檢測標志。周期計數寄存器會(huì )存儲兩次過(guò)零檢測之間發(fā)生的中斷總數。隨后周期計數寄存器的值給出電網(wǎng)電壓周期值的一半，因為軟件中兩次中斷間的時(shí)間是固定的，且從不改變。周期值決定了正弦表中正弦表參考生成的相位角增量。正弦表由512個(gè)用于產(chǎn)生0-90度正弦參考的元素組成。90-180度的正弦波形是0-90度波形的鏡像。因此，會(huì )產(chǎn)生與電網(wǎng)電壓同相和同步的0-180度半正弦參。MPPT控制環(huán)

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通常使用兩種算法來(lái)追蹤MPPT：擾動(dòng)觀(guān)察法（PO）和增量電導法（IncCond）。此設計使用PO法來(lái)進(jìn)行MPPT。圖39提供了PO算法的控制流程圖。MPP追蹤器通過(guò)將太陽(yáng)能陣列的電壓定期增大或減小來(lái)工作。如果給定擾動(dòng)導致PV輸出功率增大（減?。?，則會(huì )在相同（反）方向上產(chǎn)生后續擾動(dòng)。在圖8中，設置MPPT參考表示對太陽(yáng)能陣列電壓的擾動(dòng)，而MPPTref+和MPPTref-分別代表相同或相反方向上的后續擾動(dòng)。設定的MPPT參考決定了由PLL產(chǎn)生的正弦參考電流的峰值。

如圖8中所示，MPPT點(diǎn)之后PV輸出電流的略微增加會(huì )導致PV輸出電壓降低一半，所以PV輸出功率也會(huì )降低一半。因此，會(huì )在電網(wǎng)電壓的每個(gè)過(guò)零處持續檢查PV電壓，并將該值與PV電壓的前一個(gè)過(guò)零采樣相比較。如果PV電壓之差大于40mV，則MPPT算法會(huì )降低輸出電流參考的幅度并且會(huì )將從PV電池板獲取的功率保持在更靠近PV特性曲線(xiàn)的MPP的工作點(diǎn)處。

電流環(huán)

電流控制環(huán)是一個(gè)比例積分（PI）控制器，是控制系統的核心。此控制環(huán)可校正如下兩個(gè)電流之間的誤差兩個(gè)電流是電流控制環(huán)的輸入：

?參考電流信號（IACREF）

?輸入電流（IAC）

電流控制環(huán)的輸出是一個(gè)控制信號，用以確保輸入電流（IAC）跟隨參考電流（IACREF）。電流控制環(huán)以57kHz的頻率執行，且開(kāi)關(guān)頻率為172kHz時(shí)的帶寬為2500Hz。電流控制環(huán)的輸出決定了開(kāi)關(guān)MOSFET所需的占空比（D）。負載平衡控制環(huán)

如圖9為交錯反激電路圖

如圖9所示反激交錯采用了兩個(gè)MOS管，兩個(gè)變壓器交錯工作來(lái)實(shí)現電路功能，由于兩個(gè)MOS管的內阻及變壓器繞組，電容和二極管內阻都不可能相同，所以會(huì )出出現兩個(gè)反激轉換器的輸出電壓會(huì )不同。因此，當兩個(gè)MOSFET使用相同的占空比時(shí)，可能會(huì )導致兩個(gè)反激轉換器級之間負載不均衡。這就需要采用負載平衡控制環(huán)來(lái)平衡兩個(gè)反激轉換器開(kāi)關(guān)中的電流，以便使兩個(gè)轉換器的負載均衡。在硬件電路上使用了STM32F4定時(shí)器1的兩路PWM分別控制兩個(gè)管子的交錯工作。

負載平衡控制環(huán)的其中一路輸入是兩個(gè)反激轉換器的MOSFET電流之差（Ipv1-Ipv2）。另一個(gè)輸入作為此控制環(huán)的參考輸入，其值固定為零。此控制環(huán)主要用于校正MOSFET電流之間的差異，使其接近參考輸入值零。負載平衡控制環(huán)的輸出是一個(gè)占空比校正項（ΔD），該項與主占空比D相加得到第一個(gè)升壓轉換器的占空比D1。從主占空比D中減去ΔD項可得到第二個(gè)升壓轉換器的占空比D2。