改善LED驅動(dòng)電路功率因數改善以及介紹NCP1014解決方案

中心議題：
* LED驅動(dòng)電路設計功率因數低的原因分析
* 無(wú)源PFC與有源PFC方案比較
* 基于NCP1014的解決方案設計過(guò)程及元器件選擇依據
* 基于NCP1014的解決方案測試數據分享

本參考設計將分析現有照明LED驅動(dòng)電路設計功率因數低的原因，探討改善功率因數的技術(shù)及解決方案，介紹相關(guān)設計過(guò)程、元器件選擇依據、測試數據分享，顯示這參考設計如何輕松符合“能源之星”固態(tài)照明標準的功率因數要求，非常適合低功率LED照明應用。

無(wú)源PFC與有源PFC方案比較

典型離線(xiàn)反激電源轉換器在開(kāi)關(guān)穩壓器前面采用全波橋整流器及大電容，選擇這種配置的原因是每2個(gè)線(xiàn)路周期內線(xiàn)路功率降低，直到零，然后上升至下一個(gè)峰值。大電容作為儲能元件，填補相應所缺失的功率，為開(kāi)關(guān)穩壓器提供更加恒定的輸入，維持電能流向負載。這種配置的功率利用率或輸入線(xiàn)路波形的功率因數較低。線(xiàn)路電流在接近電壓波形峰值的大幅度窄脈沖處消耗，引入了干擾性的高頻諧波。

業(yè)界有關(guān)無(wú)源(Passive)功率因數校正(PFC)的方案眾多，這些方案通常都使用較多的額外元器件，其中的一種方案就是谷底填充(valley-fill)整流器，其中采用的電解電容和二極管組合增大了線(xiàn)路頻率導電角，從而改善功率因數。實(shí)際上，這個(gè)過(guò)程從高線(xiàn)路電壓處以低電流給串聯(lián)電容充電，然后在較低電壓時(shí)以較大電流讓電容放電給開(kāi)關(guān)穩壓器。典型應用使用2個(gè)電容和3個(gè)二極管，而要進(jìn)一步增強功率因數性能，則使用3顆電容和6個(gè)二極管。

圖1：典型谷底填充電路。

雖然谷底填充整流器提高了線(xiàn)路電流的利用率，但并未給開(kāi)關(guān)穩壓器提供恒定的輸入。提供給負載的功率擁有較大紋波，達線(xiàn)路電源頻率的2倍。需要指出的是，仍然需要4個(gè)二極管來(lái)對線(xiàn)路電源整流，使這種方案所用的二極管數量達到7個(gè)或10個(gè)。這些二極管及多個(gè)電解電容增加了方案成本，降低了可靠性，并占用了可觀(guān)的電路板面積。

另外一種方案是在反激轉換器前采用有源(Active) PFC段，如NCP1607B。這種方案提供典型性能高于0.98的優(yōu)異功率功數，但增加了元件數量、降低了效率及增加了復雜性，最適用的功率電平遠高于本應用的功率電平。

解決方案

高功率因數通常需要正弦線(xiàn)路電流，且要求線(xiàn)路電流及電流之間的相位差極小。修改設計的第一步就是在開(kāi)關(guān)段前獲得極低的電容，從而支持更貼近正弦波形的輸入電流。這使整流電壓跟隨線(xiàn)路電壓，產(chǎn)生更合意的正弦輸入電流。這樣，反激轉換器的輸入電壓就以線(xiàn)路頻率的2倍跟隨整流正弦電壓波形。如果輸入電流保持在相同波形，功率因數就高。提供給負載的能量就是電壓與電流的乘積，是正弦平方(sine-squared)波形。由于這種正弦平方波形的能量傳遞，負載將遭遇線(xiàn)路頻率2倍的紋波，本質(zhì)上類(lèi)似于谷底填充電路中出現的紋波。

如上所述，輸入電流必須保持在幾近正弦的波形，從而提供高功率因數。提供高功率因數的關(guān)鍵在于通過(guò)將反饋輸入維持在與線(xiàn)路頻率相關(guān)的恒定電平，不允許控制環(huán)路針對輸出紋波來(lái)校正。一種選擇是大幅增加輸出電流從而減小120 Hz紋波總量，某些應用可能要求使用這種方案。如果頻率高于可見(jiàn)光感知范圍，通用照明應用的LED更能容受紋波。更為緊湊及廉價(jià)的方案是濾除返回至PWM轉換器的反饋信號，確立接近恒定的電平。這個(gè)電平固定了電源開(kāi)關(guān)中的最大電流。電源開(kāi)關(guān)的電流由施加的瞬態(tài)輸入電壓除以變壓器初級電感再乘以電源開(kāi)關(guān)導電的時(shí)間長(cháng)度所確定。

安森美半導體的NCP1014LEDGTGEVB評估板經(jīng)過(guò)了優(yōu)化，可以驅動(dòng)1到8顆大功率高亮度LED，如Cree XLAMP ?XR-E/XP-E、Luxeon Rebel、Seoul Semiconductor Z-POWER或OSRAM Golden Dragon。這設計基于集成了帶內部限流功能的高壓電源開(kāi)關(guān)的緊湊型固定頻率脈寬調制(PWM)轉換器NCP1014構建。由于NCP1014采用固定頻率工作，電流不能上升到高于某個(gè)特定點(diǎn)；這個(gè)點(diǎn)由輸入電壓及開(kāi)關(guān)周期或導電時(shí)間結束前的初級電感來(lái)確定。由于導電時(shí)間的限制，輸入電流將跟隨輸入電壓的波形，從而提供更高的功率因數。相關(guān)電路圖見(jiàn)圖2。

圖2：NCP1014LEDGTGEVB電路圖。

設計過(guò)程

較高的開(kāi)關(guān)頻率可以減小變壓器尺寸，但同時(shí)會(huì )增加開(kāi)關(guān)損耗。本參考設計選擇了100 kHz版本的NCP1014作為平衡點(diǎn)。這個(gè)單芯片轉換器的能效預計為約75%，因此，要提供8 W輸出功率，預計需要10.6 W的輸入功率。輸入功率范圍為是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半導體的動(dòng)態(tài)自供電(DSS)電路，藉減少元件數量簡(jiǎn)化了啟動(dòng)。這集成控制器的散熱考慮因素決定了最大輸出功率。電路板上的銅區域會(huì )散熱并降溫。當轉換器工作時(shí)，反激變壓器上的偏置繞組會(huì )關(guān)閉DSS，降低轉換器功率耗散。較低的工作溫度使更多的電能可以提供給負載。

下文簡(jiǎn)單介紹本參考設計各電源段所選擇的元器件及部分相關(guān)選擇理?yè)?。詳細的設計過(guò)程參見(jiàn)安森美半導體的《用于“能源之星”LED照明應用的離線(xiàn)LED驅動(dòng)器參考設計文檔套件》

1) 電磁干擾(EMI)濾波器

開(kāi)關(guān)穩壓器從輸入源消耗電流。有關(guān)諧波含量的要求限制了電源輸入電流的高頻分量。通常濾波器由電容和電感組成，可以削弱不想要的信號。輸入線(xiàn)路上連接的電容以與輸入電壓90°的異相導電電流，這種改變的電流使輸入電壓與電流之間出現相差，降低了功率因數，故需要在濾波需求與維持高功率因數之間取得平衡。

根據電磁干擾的屬性及濾波器元件的復雜特性，電容C1和C2起始選擇了100 nF電容。選擇的差分電感L1用于提供L-C濾波器頻率，約為開(kāi)關(guān)頻率的1/10。所使用的電感值是：

實(shí)際設計中選擇的是2.7 mH電感，這是一個(gè)標準電感值?；谶@個(gè)起點(diǎn)，根據經(jīng)驗來(lái)調節濾波器以符合導電放射限制。電容C2增加到了220 nF，從而提供放射限制余量。電阻R1限制浪涌電流，并在故障事件中提供可熔元件。根據應用環(huán)境的不同，可能需要熔絲來(lái)符合安全要求。注意在初級總電容較小的情況下浪涌電流較小。

2) 初級鉗位

二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網(wǎng)絡(luò )，控制由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應當是快速恢復器件，額定用于應對峰值輸入電壓及反射到變壓器初級上的輸出電壓。600 V額定電流為1 A的MURA160快速恢復二極管是二極管D5的適宜選擇。電容C3必須吸收泄漏的能量，同時(shí)電壓只有極小的增加，1.5 nF的電容足以用于這類(lèi)低功率應用。電阻R2必須耗散泄漏的能量，但并不必須會(huì )降低能效。電阻R2根據經(jīng)驗選擇47 kΩ。需要注意的是，電阻R2和電容C3必須額定用于125.5 V電壓。

3) 偏置電源

二極管D6對偏置繞組提供的電源整流。200 mA電流時(shí)額定電壓為100 V的MMBD914二極管是D6的適宜選擇。初級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來(lái)濾波。選擇的C5為2.2 μF，C4為0.1 μF，R3為1.5 kΩ。

4) 輸出整流器

輸出整流器必須承受遠高于630 mA平均輸出電流的峰值電流。最大輸出電壓為22 V，整流器峰值電壓為93.2 V。所選擇的輸出整流器是3 A、200 V、35
nS的MURS320，提供低正向壓降及快開(kāi)關(guān)時(shí)間。2,000 μF的電容將輸出紋波電流限制在25%，或是峰-峰值144 mA。

5) 電流控制

通過(guò)監測與輸出串聯(lián)的感測電阻RSENSE的壓降，維持恒定的電流輸出。電阻R11連接感測電阻至通用PNP晶體管Q1的基極-射極結。當感測電阻上的壓降約為0.6 V時(shí)，流過(guò)R11的電流偏置Q1，使其導通。Q1決定了流過(guò)光耦合器U2的LED的電流，