全新PLM技術(shù)打造HB LED高功率/耐用方案

　　首先，針對這種應用挑選了一個(gè)內建降壓轉換器最經(jīng)濟實(shí)惠的拓撲方案，然后針對這個(gè)轉換器進(jìn)行調制，以改善系統的耐用性和功率效能。最后，再將全新的脈沖長(cháng)度調制(PLM)控制方法搭配已強化的轉換器，希望藉此把原本犧牲的電流穩壓準確性再重新提高。而最后一個(gè)步驟，則是進(jìn)行電路的實(shí)際測試以驗證它的功效。

　　浮動(dòng)降壓拓撲 有助簡(jiǎn)易閘極驅動(dòng)電路設計

　　圖1所示為用于驅動(dòng)高亮度LED的各種不同非隔離式降壓轉換器拓撲，其中圖1(a)和(b)為兩種典型的降壓拓撲方法，而圖1(c)和(d)則屬于浮動(dòng)降壓拓撲。一般來(lái)說(shuō)，由于N-MOSFET(N-FET)的Rds|on比P-MOSFET(P-FET)來(lái)得低，因此圖1(a)和(c)中的降壓轉換器系統一般被視為擁有更佳的功率效能。設計工程人員在采用降壓轉換器時(shí)，大多傾向采用圖1(a)和(c)中的降壓轉換器系統，而不是圖1(b)和(d)中的電路。圖1(a)在驅動(dòng)高階N-FET方面比圖1(c)驅動(dòng)低階N-FET的更加復雜，原因是圖1(a)采用了自Bootstrapping 閘極驅動(dòng)技術(shù)，除了圖中所示的閘極驅動(dòng)電壓電源Vcc以外，該電路還包括一個(gè)整流二極管和一個(gè)飛輪電容器。相同的情況也可應用到圖1(d)和圖1(b)。對于比較簡(jiǎn)易的閘極驅動(dòng)電路設計而言，采用圖1(c)的降壓轉換器拓撲會(huì )比圖1(a)更好，這也是采用具備低端N-FET的浮動(dòng)降壓轉換器的原因。

圖1　適用于驅動(dòng)高亮度LED的降壓轉換器，其電源開(kāi)關(guān)技術(shù)分別采用(a)高階N-FET、(b)高階P-FET、(c)低階 N-FET、(d)低階 P-FET

　　藉由準確性折衷以提高LED效率

　　圖2中的浮動(dòng)降壓轉換器用來(lái)驅動(dòng)一條多燈串的遠距離高亮度LED陣列，在既有的系統中，無(wú)論是基于散熱、不利的作業(yè)環(huán)境、維修的便利或是模塊更換的問(wèn)題，大部分的控制器都與LED分開(kāi)，典型的例子包括大型戶(hù)外商業(yè)電子廣告牌和建筑物外墻燈飾等。將電流感測電阻器RISNS放置在主要的電源開(kāi)關(guān)下面，就可以更有利于采用低端電流感測，如此就可將線(xiàn)路的數量減少接近一半。更重要的是更短的電流感測線(xiàn)路可防止LED的電流穩壓受到電磁干擾。

　　在圖2(b)的系統中，由于重新設計了RISNS的位置，使其功率效能相對于圖2(a)改善不少。此外，基于低階N-FET和圖2(b)中的RISNS只會(huì )在周期的上斜坡部分傳導電感電流，而圖2(a)中的RISNS則可覆蓋電感器電流的整個(gè)周期，因此圖2(b)RISNS的功率損耗是圖2(a)RISNS的功率損耗乘以開(kāi)關(guān)工作周期，而這個(gè)工作周期的數值通常低于1。所以圖2(b)中的RISNS功率損耗會(huì )降低了一個(gè)開(kāi)關(guān)周期因子，而節省的功率P可以用下列的方程式表示：

圖2　用于驅動(dòng)多條遠距離高亮度LED燈串的降壓轉換器，所采用的技術(shù)分別為(a)高端電流感測電阻器(遠距線(xiàn)路數量為2N)、(b)高端電流感測電阻器(遠距線(xiàn)路數量為N+1)

　　在方程式中的RISNS是電流感測電阻器，D 是工作周期，Ipeak是電感器電流的峰值，L是電感值，T是開(kāi)關(guān)周期時(shí)間，而Vout則是輸出電壓。圖2(b)采用傳統的控制方法調節峰值的電流，盡管采用較大的電感值可使調節的峰值電流與系統實(shí)際上的平均電流更為接近，但這種做法欠缺完整的思慮，而且也很容易受到線(xiàn)路電壓和組件數值變化的影響。

　　PLM解決LED燈串平均電流調節

　　配合重新配置感測電阻器RISNS的位置，浮動(dòng)降壓轉換器可說(shuō)是驅動(dòng)高亮度LED最簡(jiǎn)單的架構，并且也是最耐用及功率效能最佳的系統解決方案。但是傳統的控制方法只能針對峰值電流進(jìn)行調節，而不能為L(cháng)ED燈串提供實(shí)際的平均電流調節。為了解決這個(gè)問(wèn)題，一個(gè)全新的控制方法--脈沖長(cháng)度調制控制應運而生。

　　圖3(a)所示為應用在浮動(dòng)降壓轉換器上的PLM架構示意圖，而3(b)則表示PLM電路的主要波形。傳統的SMPS控制方法整合一個(gè)誤差放大器，它可以把相對于固定參考電壓的調節誤差降到最低。至于PLM方面，它把誤差放大器應用在感測波形的時(shí)間積分VISNS(t)上，其中的調節是相對于參考波形的時(shí)間積分VRP(t)來(lái)進(jìn)行。圖3(a)中的波形(v)表示PLM正在調節感測訊號的梯形脈沖鏈，當中的調節是相對于一個(gè)具備參考電平的方形波脈沖鏈來(lái)進(jìn)行。由于兩者擁有相同的工作周期，梯形波斜率的中間點(diǎn)便與參考電平相同?；谏鲜鲋虚g點(diǎn)的線(xiàn)性特質(zhì)，平均電感器電流或是平均LED電流便會(huì )被調節到與參考電流相等。圖4所示為在圖3(a)封閉回路作業(yè)中的調節過(guò)程。

圖3　(a)為PLM浮動(dòng)降壓轉換器的架構示意圖；(b)為PLM主要波形

圖4　封閉回路作業(yè)下VISNS和VRP波形

　　以實(shí)驗結果來(lái)看，可用組件組成浮動(dòng)降壓轉換器，并且利用圖5的測試電路板展現降壓轉換器的效能。圖6和圖7分別指出中間斜率電壓(標記成V1及V2)不會(huì )因為電感值的變化而改變，主要的原因在于PLM的監視特性，這個(gè)特性使PLM不受電感值和輸入電壓影響?；谶@個(gè)原因，從圖8可以清楚看到浮動(dòng)降壓轉換器能提供非常準確的輸出電流調節，其誤差僅為±0.5%。圖9為相對于輸入電壓的效率比較，可以清楚發(fā)現若與傳統的平均電流感測控制方法相比較，PLM浮動(dòng)降壓轉換器的效率明顯提升許多。

圖5　(a)為建議的驅動(dòng)器驗證板電路圖(b)為印刷電路板的實(shí)物照片

圖6　在L1=22μH下量測出來(lái)的波形(流經(jīng)RISNS的平均電壓 = 200mV)

圖7　在L1=33μH下量測出來(lái)的波形(流經(jīng)RISNS的平均電壓=200mV)

圖8　當驅動(dòng)兩個(gè)高亮度LED時(shí)的效率與輸入電壓之間的關(guān)系

圖9　當使用PLM控制時(shí)的輸出