不需要耦合電感器的哈特利振蕩器

　　如果檢查傳統的哈特利(Hartley)振蕩電路，您就會(huì )注意到它的特征：一個(gè)抽頭電感器，它決定了振蕩頻率并提供振蕩持續反饋。雖然您能很容易地為額定頻率計算總電感，但求解耦合系數k也許需要實(shí)驗性（即“試算”式）優(yōu)化。本設計實(shí)例介紹了一種可供選擇的等效電路，使您能在構建原型之前建立電路模型。

　　圖1a和圖1b顯示了哈特利振蕩器的等效調諧電路、計算其元件的公式，以及針對18MHz振蕩器的元件值?；ジ袨長(cháng)_M=k√L₁×L₂。對于等效電路，公式依次是：L_A=-L_M、L_B= L₂-L_A=L₂+L_M、L_C=L₁-L_A=L₁+L_M。等效電路的其余公式是：

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　和

　　遺憾的是，真正等效的電路需要負電感 L_A。不過(guò)，對于諧振頻率 f₀ 附近的頻率，可以用電容器來(lái)代替這個(gè)負電感器，C_A 取代了 L_A（圖 1c）。請注意：等效電路的求解忽略了寄生繞組電阻和電容。

　　圖 2 描繪了一個(gè)利用等效電路的振蕩器兼輸出緩沖器。構建的該電路在性能方面大體與您對初始 Spice 模擬的期望一致。在測試期間，幾個(gè)元件的值需要調整，并且 Spice 分析的多次迭代最終產(chǎn)生了最終設計。振蕩器的振蕩回路由 L_B、L_C、C₄ 和 C₅ 組成，外加分壓器 C₆、C₇ 和 C₈ 提供的電容。這個(gè)約為 6 pF 的電容包含 Q₁ 和 Q₂ 的輸入電容和一些雜散電容。66 pF 的總振蕩電容接近 67 pF 計算值。連接到調諧電路的各個(gè)電容器具有陶瓷電介質(zhì)構造和 NP0 溫度系數。

　　電感器 L_B 和 L_C 由空氣芯線(xiàn)圈組成，其軸相互垂直，以便盡量減小寄生耦合。但是，振動(dòng)會(huì )影響它們的電感，并且在最終設計中，二者都應該由電介質(zhì)或環(huán)形磁芯上的繞組組成，條件是環(huán)形磁芯的電感溫度系數對于預定應用是可接受的。參考文獻 1 提供了兩個(gè)電感器的基本設計，并且如果調整其線(xiàn)圈匝間隔，就能把振蕩器調整到剛好 18 MHz。對于更嚴格的設計，可以在安裝前測量各個(gè)電感器，但寄生效應也許需要重新調整各電感器的值。

　　由 C₆、C₇ 和 C₈ 組成的電容式分壓器把適當的信號電平施加到 Q₁ 和 Q₂。由于分壓器把振蕩回路的有效電容只“看作”6 pF，因此如果設計需要一個(gè)可調諧振蕩器，則剩余的 60 pF 可形成一個(gè)可變電容器。在本例中，如果振蕩器需要一個(gè)超過(guò) ±2 MHz 的調諧范圍，則由 Q₃ 及其關(guān)聯(lián)元件組成的輸出級將需要改進(jìn)，以便提供更大帶寬。

　　電容器 C₃ 把 Q₁ 的Gate2自舉到 Q₁ 的源極，以便提供來(lái)自Q₁的額外增益，并把其Gate1輸入電容降至約為 2.1 pF 的值之下（參考文獻 2）。8.3mH 電感器 L₂ 連接到 Q₁ 的源極，并在 18 MHz 呈現了較高的阻抗，通過(guò) R₃ 提供一條從 Q₁ 的源極到地的直流路徑。L₂ 在 18 MHz 的阻抗包含了約為 940Ω 的感抗，后者與約為 3.5 kΩ 的電阻并聯(lián)，這導致了一個(gè)具有低電阻損耗的扼流圈?？梢杂幂^小的電感器代替 L₂，條件是它的電感和電抗接近原始值?？梢允褂镁哂袠藴手档?.2mH扼流圈作為L(cháng)₂，條件是它的電阻損耗符合這些低損耗準則，并且它的固有串聯(lián)電阻不超過(guò)2Ω，以避免擾亂 Q₁ 的直流偏置電壓。針對 L₁ 的扼流圈的電感和諧振不如針對 L₂ 的那些值關(guān)鍵，但在 L₁ 使用具有低電阻損耗的扼流圈可幫助避免寄生諧振。

　　源極跟隨器 Q₂ 驅動(dòng)輸出級，后者使用 pi 匹配網(wǎng)絡(luò )來(lái)把 50Ω 輸出負載變換成 Q₃ 集電極處的 285Ω。以 Q₂ 的輸出電壓的一半來(lái)自舉其Gate2，就能增加源極跟隨器的增益和動(dòng)態(tài)范圍，并降低其輸入電容。電位器 R₅ 在 50Ω 負載上調整該電路的輸出電平，范圍是大約0.9V p-p 至大約1.5V p-p。電路的頻率在大約 23℃的恒定室溫時(shí)保持穩定。另外，即使不向輸出端施加負載，輸出電平控制電路也保持穩定。對于固定頻率振蕩器，輸出電路約等于4的負載電阻損耗在不重新調諧 L₃、C₁₆ 和 C₁₇ 的前提下提供了足夠帶寬。

　　為了把輸出電平設在一個(gè)安全的最高值，應把一個(gè) 50Ω 負載連接到輸出端，并把輸出調節到 1.5V p-p。對于從零負載到 50Ω 的所有負載，即使輸出電壓電平隨負載電阻一起增加，加到 Q₁ 的漏極至源極電壓也會(huì )保持在安全水平。為了避免超過(guò) Q₁規定的最高 12V 漏極至源極電壓，進(jìn)入 50Ω 負載的輸出電壓設置不應超過(guò)1.5V。請注意：齊納二極管 D₁ 降低了Q₁ 的漏極電壓，以提供額外的安全余量。

　　在以前的設計實(shí)例中，一個(gè)運算放大器和二極管整流電路通過(guò)把一個(gè)可變電壓加到 Q₁ 的 Gate2，控制著(zhù)振蕩器的增益（參考文獻 3）。在本設計中，一個(gè)簡(jiǎn)單的無(wú)源電路起同樣作用。Q₃ 集電極信號的一部分驅動(dòng)著(zhù)由 D₂、D₃、C₂₀ 和 C₂₁ 組成的電壓倍增器。電壓倍增器產(chǎn)生一個(gè)負電壓，其中一部分驅動(dòng) R₁₈ 和 C₁₉ 的結點(diǎn)，即控制電壓節點(diǎn)。該控制電壓節點(diǎn)還通過(guò) R₁₇ 從可變電阻器 R₁₅ 收到正電壓，并且產(chǎn)生的電壓設置輸出信號電平。在啟動(dòng)時(shí)，出現在 Q₁ 的Gate2只有一個(gè)正電壓，并且 Q₁ 的最大增益很容易啟動(dòng)振蕩器。當輸出到達穩定狀態(tài)時(shí)，控制電壓會(huì )下降，使振蕩保持在輸出電平控制值決定的信號電平上。

參考文獻
1. Reed, Dana G, Editor, "Calculating Practical Inductors," ARRL Handbook for Radio Communications, 82nd Edition, American Radio Relay League, 2005, pg 4.32.
2. "Practical FET Cascode Circuits," Designing with Field-Effect Transistors," pg 79, Siliconix, 1981.
3. McLucas, Jim, "Stable, 18-MHz oscillator features automatic level control, clean-sine-wave output," EDN, June 23, 2005, pg 82, www.edn.com/article/CA608156.