基于LPC2134的多道脈沖幅度分析器設計

　　0 引言

　　核能譜輻射測量技術(shù)是一種綜合性很強的技術(shù)，是核探測技術(shù)、電子技術(shù)、計算機技術(shù)等多學(xué)科相互交叉滲透的產(chǎn)物。具有現場(chǎng)、多元素快速分析等特點(diǎn)。核能譜輻射測量技術(shù)已經(jīng)不僅用于核研究，也在地質(zhì)學(xué)、醫學(xué)、環(huán)境學(xué)、生物學(xué)、化學(xué)、考古學(xué)等學(xué)科扮演著(zhù)越來(lái)越重要的角色。由于閃爍記數器、半導體探測器等核輻射探測器輸出的脈沖信號幅度和入射粒子的能量成正比關(guān)系，因此，測量這些脈沖的幅度，就可以知道輻射的能量。然而，脈沖幅度的測量在核能譜輻射探測中則是一個(gè)重要問(wèn)題。

　　多道脈沖幅度分析器不僅能自動(dòng)獲取能譜數據，而且一次測量就能得到整個(gè)能譜，因此可大大減少數據采集時(shí)間，與此同時(shí)，其測量精度也顯著(zhù)提高。自從20世紀50年代以來(lái)，多道脈沖幅度分析器發(fā)展迅速，現在已成為獲取核能譜數據的通用儀器。

　　傳統的核地球物理數據采集系統在硬件上大多采用分離元器件以及8位單片機來(lái)設計，故其功耗大、設計復雜、存儲數據的內存容量小、數據傳輸速率低并且難于調試；而在軟件設計上也多采用冗長(cháng)繁瑣的匯編語(yǔ)言來(lái)實(shí)現，設計效率低、可移植性差、性能難以保證。隨著(zhù)電子技術(shù)的發(fā)展，一些新型低功耗集成電路、ASIC集成電路、微處理器技術(shù)、計算機技術(shù)的不斷引入，使核地球物理數據采集系統的功能日益完善和強大，也為核地球物理數據采集系統向輕便化、智能化、微機一體化以及網(wǎng)絡(luò )化等方向發(fā)展提供了必要條件。

　　多道分析任務(wù)是將被測量的脈沖幅度范圍平均分成2n個(gè)幅度間隔，然后測量幅度在每一個(gè)幅度間隔內的輸入脈沖個(gè)數，最后得到輸入信號的脈沖幅度分布曲線(xiàn)。其測量采用的是計算機技術(shù)中的A／D模數變換及數據存儲技術(shù)。

　　在計算機的存儲器中開(kāi)辟一個(gè)數據緩沖區，數據緩沖區內有2n個(gè)計數器，每一個(gè)脈沖幅度間隔在數據緩沖區內部有一個(gè)對應的計數器。多道脈沖幅度分析時(shí)，可在微處理器的控制下，將被分析的脈沖信號首先送往模數變換器，經(jīng)A／D變換形成一個(gè)代表脈沖幅度的數字量(道址)。然后用微處理器將該數字量變換成所對應的計數器地址。并使該地址對應的計數器內容加一(反映該道計數加一)。這樣，經(jīng)過(guò)一段時(shí)間的測量，存儲器內計數器緩沖中各計數器計數的多少就可反映輸入脈沖的幅度分布。

　　1 多道脈沖幅度分析器結構

　　一臺完整的核地球物理儀器通?？煞譃閮刹糠郑汉溯椛涮綔y器和嵌入式系統。而多道脈沖幅度分析器是嵌入式系統的核心部分。多道脈沖幅度分析器一方面采集來(lái)自放大器的信號并進(jìn)行模數轉換，同時(shí)存儲轉換結果；另一方面將存儲的轉換結果進(jìn)行數據分析，并直接顯示譜線(xiàn)，或通過(guò)計算機接口送給計算機進(jìn)行數據處理和譜線(xiàn)顯示。

　　本文介紹的多道脈沖幅度分析器的設計結構框圖如圖1所示。脈沖信號在通過(guò)甄別電路和控制電路時(shí)，甄別電路給出脈沖的過(guò)峰信息，并啟動(dòng)A/D轉換。A/D轉換電路則可對脈沖信號峰值幅度進(jìn)行模數轉換，并將轉換結果存儲在片上Flash中，然后由微控制器進(jìn)行相應的數據處理。

　　2 多道脈沖幅度分析器硬件設計

　　2．1 脈沖線(xiàn)性主放大器

　　多道脈沖幅度分析器由甄別電路、控制電路、采樣保持電路、模數轉換電路、ARM嵌入式系統組成，其控制核心為嵌入式系統。它的基本功能是按輸入脈沖的幅度分類(lèi)計數。多道脈沖幅度分析器將能夠分析的脈沖幅度范圍分成多個(gè)幅度間隔，幅度間隔的個(gè)數就是脈沖幅度分析器的道數，幅度間隔的寬度就是脈沖幅度分析器的道寬。道數越多，幅度分布分析的越精細，各個(gè)道的計數相應減少，需要測量的時(shí)間就要加長(cháng)，硬件電路也隨之復雜。因此，不應盲目追求道數。通常要求，在幅度峰的半寬度范圍內應有5～10道。對于采用NaI探測器的多道能譜儀，由于它的能量分辨率比較差，往往128道至256道就能滿(mǎn)足測量要求。而對于半導體探測器，則需要1024~8196道。本文使用半導體探測器并采用12位AD轉換器，共有4096道，但采用并道的方式來(lái)顯示1024道。

　　主放大器應放在前置放大電路和甄別電路之間，但需要增益調節來(lái)補償核輻射探測器輸出脈沖幅度的變化。由于探測器輸出的脈沖信號幅度比較小(為幾十毫伏至幾百毫伏)，脈沖寬度比較窄，因此。為了能進(jìn)行信號幅度分析，實(shí)現能譜測量，通常需要用脈沖線(xiàn)性放大器將脈沖信號進(jìn)行幅度的線(xiàn)性放大與脈沖成形。針對脈沖特點(diǎn)，要求放大器具有以下技術(shù)指標特性：

　　首先是放大倍數應按放大器的輸入脈沖幅度和所要求的輸出幅度來(lái)確定。因為前放輸出的電脈沖信號幅度一般可以調至幾百毫伏左右，而放大器輸出脈沖幅度在1～5V范圍內，所以其放大倍數應在10倍左右，考慮到前置放大器輸出的信號幅度有差異，其放大倍數應可調試。

　　其次是放大器的頻帶寬度。由于前放輸出的脈沖寬度會(huì )受有關(guān)電路影響，一般為幾個(gè)μs，因此，要求放大器的頻帶寬度為1～2MHz。

　　第三是放大器的噪聲?？紤]到來(lái)自前放的信號幅度比較小，要求選用的放大器的輸入噪聲應盡可能的小。一般地，選用低噪聲的運算放大器組件可以有效減少電路內部固有的噪聲。

　　另外，諸如放大器的輸入阻抗、抗計數過(guò)載、放大器的穩定性、功耗等，在電路設計和調試時(shí)也應予以考慮。由于α脈沖信號通過(guò)整形后大概有1~2個(gè)微秒的脈沖寬，γ脈沖信號通過(guò)整形后大概有3～5個(gè)微秒的脈沖寬，所以，在選用運算放大器時(shí)，要考慮到運放的轉換速度。本系統的運算放大器選用CA3140，該器件具有輸入阻抗高、噪聲低、功耗小、溫漂小等特點(diǎn)。

　　2．2 峰值檢測電路

　　峰值檢測電路由甄別電路和控制電路兩部分構成，甄別電路的作用是檢測信號時(shí)序，控制電路則根據甄別電路的時(shí)序對模擬開(kāi)關(guān)、ADC轉換進(jìn)行控制?？刂齐娐繁仨毟鐒e電路的時(shí)序嚴格結合在一起，才能完成峰值檢測任務(wù)。

　　由于核輻射探測器輸出的脈沖信號幅度和入射粒子的能量成正比，因此，測量這些脈沖的幅度，就可以知道輻射的能量?？梢?jiàn)，脈沖幅度測量技術(shù)在核能譜測量中是一個(gè)重要的問(wèn)題。甄別電路需要解決三個(gè)與信號相關(guān)的信息：一是超過(guò)閾值信號的信息；二是過(guò)峰時(shí)間信息，即啟動(dòng)ADC轉換的時(shí)間信息；三是ADC完成轉換的時(shí)間信息。甄別電路中也存在三個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題，研究中要予以注意：

　　首先，由于放大器輸出的α和γ射線(xiàn)脈沖寬度比較窄(約1μs到5μs)，而本系統選用的ADC轉換速度為10μs，所以，要對脈沖信號峰值進(jìn)行峰值展寬。采樣保持電路要求采樣速度快，以使保持時(shí)間能達到ADC采樣時(shí)間指標。

　　其次，由于脈沖信號的隨機性，為了防止信號來(lái)的過(guò)密而引起漏計，本系統采用10μs轉換速度的ADC，所以，從理論上分析，如果兩個(gè)信號相隔10μs內，則會(huì )引起漏計。而由于CPU處理速度等問(wèn)題的存在，實(shí)際上，這個(gè)時(shí)間間隔可能長(cháng)3～10倍，即在30～100μs之間(根據CPU處理速度及代碼量而定)，甚至更多，也就是說(shuō)，實(shí)際信號出現這種情況的幾率很少，所以，可以忽略這個(gè)問(wèn)題。

　　另外，還要解決信號過(guò)密而引起的幅度信號錯誤紀錄，而高能區的信號也可能被誤計為低能區的信號，容易引起低能計數偏大而高能計數偏小的問(wèn)題。

　　圖2所示是甄別電路和控制電路的原理圖。甄別電路的主要功能是完成過(guò)峰檢測和去除信號噪聲，可通過(guò)設定閉值將信號中能量小于閥值的噪聲去。峰值通過(guò)后，提供信息給控制電路；控制電路的主要功能是完成對A/D讀入／轉換狀態(tài)的控制?？刂齐娐房捎?4HC74觸發(fā)器構成。

　　甄別和控制電路具體工作過(guò)程是，先由嵌入式微處理器控制中心給控制電路發(fā)出信號，以使控制電路處于工作狀態(tài)，當脈沖信號到達多道脈沖幅度分析器后，由甄別電路進(jìn)行甄別，并在過(guò)峰值后，將峰值通過(guò)的時(shí)間信息提供給控制電路；此后由控制電路啟動(dòng)模數轉換，數模轉換完畢，再由嵌入式微處理器控制中心產(chǎn)生中斷，同時(shí)使控制電路停止工作，同時(shí)進(jìn)行相應的數據處理；中斷完畢，再由單片機發(fā)信號使控制電路重新處于工作狀態(tài)。

　　采樣開(kāi)始時(shí)，先由ARM通過(guò)控制74HC74來(lái)啟動(dòng)A／D，然后，使U2A的RD和U2B的RD及SD端輸出高電平，控制電路處于接收信號狀態(tài)。當信號上升沿的能量低于設定的閉值電壓時(shí)，U2A的CLK端為低電壓，此時(shí)，U2A的RD和SD端均為高電平，輸出端5腳保持原來(lái)的低電平不變。當信號上升沿的能量高于設定的閉壓值時(shí)，U2A的CLK端為高電壓，輸出端5腳輸出高電平，啟動(dòng)U2B。當脈沖沒(méi)有達到峰值時(shí)，比較器U1B的同相輸入端電壓低于反相輸入端電壓，6端輸出低電壓，當過(guò)峰后，6端輸出高電平，R／C輸出低電平以啟動(dòng)A／D轉換。轉換完畢后，由ARM重新控制A／D進(jìn)行下一個(gè)脈沖信號的采集。甄別電路和控制電路的工作流程如圖3所示。

　　2．3 模數轉換電路

　　模數轉換電路的作用是將模擬量轉換成數字量，并將轉換結果反饋給微控制器。多道脈沖幅度分析器主要用于快速、高精度地對輸入的核脈沖信號進(jìn)行采樣，并將脈沖的幅度值轉換成微控制器所能夠處理的數字量。模數轉換電路作為多道脈沖幅度分析器的關(guān)鍵部件，其性能的好壞直接影響整個(gè)系統的能量分辨率和轉換精度等參數。綜合對多道脈沖幅度分析器的ADC芯片的主要性能(如轉換速度，功耗，轉換精度)等考慮，本系統選用AD公司的AD7994，并在實(shí)際工作中采用“并道”的方法，每4道并作l道，則道寬非線(xiàn)性即可降低至原來(lái)的1／4。這種方法可降低由于A(yíng)DC本身造成的非線(xiàn)性誤差。其具體電路設計見(jiàn)圖4所示。

　　2．4 ARM微控制器外圍電路設計

　　LPC2134是具有全雙工通信能力的串行外設接口芯片(SPI)。一個(gè)SPI總線(xiàn)可以連接多個(gè)從器件和多個(gè)主器件，但是在同一時(shí)刻，則只允許有一個(gè)主機操作總線(xiàn)。本系統利用SPI接口來(lái)擴展Flash存儲器。Flash存儲器選用ATMEL公司的AT45DB041。ARM與串行Flash芯片AT45DB041的連接電路如圖5所示。

　　本系統中，ARM工作在主機方式。由于A(yíng)RM工作在主機方式時(shí)，若SSEL引腳為低電平，則將禁止SPIO模塊工作。所以，為了系統可靠的工作，雖然這里該引腳未用，仍需將它通過(guò)上拉電阻接在電源上。串行Flash芯片AT45DB041的CS片選端由ARM控制。WP為寫(xiě)保護端，若使能，則存儲器的前256頁(yè)將不能擦除重寫(xiě)。由于本系統不需要此功能，因此，此腳直接接高電平。由于微處理器的存儲容量有限且運算功能不強，故在對數據進(jìn)行較復雜的處理時(shí)，往往需要借助計算機系統。因為串行通訊具有所用傳輸線(xiàn)少，適合于遠距離傳輸等特點(diǎn)，所以本系統采用串口來(lái)連接計算機和微控制器。串口通信的硬件電路如圖6所示。串口信號TXD和RXD直接和LPC2134的串行口相連接。