基于絕緣電阻測試儀的高壓電源設計

絕緣電阻測試儀的前身是兆歐表，它是一種專(zhuān)門(mén)用來(lái)測量變壓器、電動(dòng)機、電纜等電氣設備絕緣電阻的專(zhuān)用儀表。通過(guò)絕緣電阻的測量可以判斷內部絕緣材料是否受潮，或外絕緣表面是否有缺陷。這種絕緣電阻的測量原理就是在絕緣系統上加直流高壓，來(lái)測量產(chǎn)生的泄漏電流，從而計算出絕緣電阻值。本文用產(chǎn)生固定頻率的方波，而后經(jīng)變壓器升壓，再倍壓整流成高壓直流，最后經(jīng)過(guò)帶過(guò)流保護的高壓穩壓器穩壓后，將這兩路電源串聯(lián)起來(lái)實(shí)現2500 V的高壓穩壓源設計，從而降低了變壓器的制作難度。

1絕緣電阻測試系統硬件結構

絕緣電阻測試系統主要由高壓電源、AD變換電路、微處理器電路、顯示器電路等組成。圖l所示是系統的結構框圖。文中主要講述高壓電源部分的設計。

2直流高壓產(chǎn)生電路設計

2.1開(kāi)關(guān)電源工作原理

系統開(kāi)關(guān)電源的供電電壓為12 V，采用推挽電路，其開(kāi)關(guān)管的柵極在激勵方波信號控制下交替導通與截止，12 V直流電壓變換成高頻方波后，交替加在升壓變壓器的兩個(gè)原邊，相當于一個(gè)半峰值12 V的交變方波加在變壓器的原邊上，之后在次邊按匝數比變換為高壓方波。

2.2高壓產(chǎn)生電路設計

本系統的高壓產(chǎn)生電路如圖2所示。各芯片電源電壓統一為12 V。系統采用CD4060和石英晶體來(lái)產(chǎn)生3.6864 MHz的方波，再經(jīng)過(guò)32分頻后將115.2 kHz信號輸入到CD4013的D觸發(fā)器。然后通過(guò)兩分頻產(chǎn)生相位相差180°的57.6 kHz信號，來(lái)確保驅動(dòng)波形的對稱(chēng)性，且不會(huì )有直流分量。最后再輸出給并聯(lián)連接的CD4049。由于場(chǎng)效應管的柵源電容一般較大，因此需要大的驅動(dòng)電流減小充放電時(shí)間來(lái)提高驅動(dòng)場(chǎng)效應管柵極能力。CD4060和CD4049的輸出端波形如圖3所示。

系統設計中需要產(chǎn)生2500 V的直流高壓，而通常的場(chǎng)效應管最大耐壓在1500 V，因此本設計先產(chǎn)生1400 V的電壓，再經(jīng)高壓穩壓器穩壓后得到穩定的1250 V電壓，最后將兩組電路串聯(lián)，就得到所需的2500 V直流高壓。因此采用這種倍壓整流的方法，變壓器副邊只需輸出700 V，可降低變壓器副邊的繞制難度。

在倍壓整流電路中，由于輸出電壓很大，因此要使用耐壓高的瓷片電容和快恢復二極管，本系統選用103 M／3000 V的高壓瓷片電容。

2.3變壓器的設計

(1)變壓器線(xiàn)圈的纏繞方法

由于電路采用的是推挽方式升壓電路，因此變壓器原邊應帶有中間抽頭，又由于原邊電壓低，這里采用雙線(xiàn)并繞的方法，將同名端和非同名端串接來(lái)引出中心抽頭，這樣有助于原邊兩個(gè)繞組的平衡和減小漏感。設計中將采用次邊繞在骨架各個(gè)分格中的方法來(lái)增加爬電距離。

(2)變壓器的參數選擇

①變壓器變比的確定

由于方波輸出，占空比為0.5，開(kāi)關(guān)頻率是57.6 kHz，因此在輸入電壓為12 V時(shí)，應保證輸出電壓達到700 V，因此變比n可由正式得出：

可得變壓器比n=N2／N1=58.3，考慮到實(shí)際電路會(huì )有功率管和整流二極管的管壓降，可以選取變比n=60。

②磁芯的選取

根據公式：

j——電流密度，一般情況下，選取300～500A／cm2；

Kc——磁芯的填充系數，對于鐵氧體Kc=1；

Ku——銅的填充系數，Ku與導線(xiàn)線(xiàn)徑、繞制的工藝及繞組數量等有關(guān)，一般為0.1～0.5左右。

上式中各個(gè)參數的單位是：P0→W，Ae→cm2，Aw→cm2，Bm→Gs，j→A／cm2。取P0=15 W，η=90％，選用MXO-2000鐵氧體材料，其飽和磁通密度Bs=4000 Gs，使用時(shí)為防止出現磁飽和，可取磁通密度Bm=2500 Gs，其有效磁芯截面積Ae為0.224 cm2，窗口面積Aw為0.5315 cm2，Kc=1，Ku=0.3，j=300 A／cm2。

由公式(2)計算得：

對照EE19磁芯的AeAw=0.119 cm4，因此設計中選擇EE19磁芯。

③匝數的設計

因此設計中可取原邊單繞組為10匝，根據變比要求，取副邊單繞組匝數為600匝。即變壓器的繞組匝數為：10：10：600。

④繞組的設計

由于導線(xiàn)中流過(guò)交變電流時(shí)會(huì )產(chǎn)生集膚效應，從而使導線(xiàn)有效截面積減少，電阻增大。因此當開(kāi)關(guān)頻率為57.6 kHz時(shí)，穿透深度△可由下式計算出：

由此可得出△為0.2755 m，導線(xiàn)線(xiàn)徑應小于穿透深度的兩倍。

由于漏感和分布電容的存在，在兩個(gè)VMOS導通狀態(tài)切換后會(huì )產(chǎn)生振蕩，從而導致變壓器空載時(shí)輸出電壓很高，設計中可在變壓器副邊并聯(lián)一個(gè)電阻阻尼以減小空載時(shí)的輸出電壓，同時(shí)適當減少匝數比。

3穩壓電路設計

為了得到穩定的高壓，系統設計了帶有過(guò)流保護的穩壓電路。先將輸出電壓采樣反饋到運放的正輸入端，再與負輸入端的基準電壓比較后來(lái)控制后級電路的狀態(tài)。從而達到系統自動(dòng)調節電壓的目的。系統電連接圖如圖4所示。

　　運放在設計中采用單電源工作方式，用作差分放大器，可將部分輸出電壓和精確的+5 V參考電壓進(jìn)行比較。而+5 V基準電壓源可采用LP2951，它具有低的靜態(tài)電流和低的壓差電壓，因此在壓差條件下靜態(tài)電流僅有微小的增加，可以延長(cháng)使用壽命。另外，5 V基準電壓也可作為后續測量電路的工作電源，可實(shí)現電源的統一。

系統中如果輸出電壓HV是1250 V，后經(jīng)R6和R7分壓為5 V，這樣運放的同相輸入端電壓與LP2951的輸出電壓相同，電阻R1上也就沒(méi)有電流流過(guò)，因此運放構成的比例積分器輸出電壓維持不變，電路處于穩定的狀態(tài)。

但如果由于某種原因導致輸出電壓HV低于1250 V，那么分壓后運放的同相輸入端電壓就低于LP2951的輸出電壓，于是R1上流過(guò)的電流經(jīng)積分器積分使其輸出電壓(Q3的柵極電壓)變低，漏極電壓(Q4的柵極電壓)變高，從而導致Q4的源極電壓(穩壓器的輸出電壓)變高，直至輸出電壓達到1250 V，積分器不再積分，電路才恢復穩定狀態(tài)。

如果由于某種原因導致輸出電壓HV高于1250 V，原理類(lèi)似，最后電路還會(huì )恢復穩定狀態(tài)。

設計中D5和Q5在電路中起保護作用。當Q3快速下拉其漏極電流時(shí)，為防止Q4的柵極電壓低于源極電壓太多而損壞管子，可使用二極管D5將此電壓限制在-0.7 V。三極管Q5在系統正常工作時(shí)不啟動(dòng)，當電流過(guò)大時(shí)，電阻R5上的壓降大于開(kāi)啟電壓，三極管導通，從而減小Q4的柵源電壓，也就減小了輸出電壓，因此限制輸出電流的增加可起到過(guò)流保護作用。

電路中，B4并聯(lián)一個(gè)電容C14，用以減小對高頻信號的阻抗，相當于微分，這樣信號上升速度加快，可以提高響應速度；R8串聯(lián)電容C17，用于濾波，以提高輸出電壓的穩定性。Q3、Q4選擇的是2SK1412場(chǎng)效應管，耐壓1500 V，電流0.1 A，功率20 W，可以滿(mǎn)足系統要求。

系統中使用了比例積分環(huán)節，由于單純比例調節存在靜態(tài)誤差，一旦被調節量偏差不存在，輸出也就為零，即調節作用是以偏差的存在作為前提條件，而且比例環(huán)節慣性也較大。而且單純的積分調節過(guò)于延緩，在改善靜態(tài)誤差準確度的同時(shí)，往往使系統的動(dòng)態(tài)品質(zhì)變壞，過(guò)渡過(guò)程時(shí)間延長(cháng)，甚至造成系統不穩定。因此系統采用了比例積分調節，從而克服了單純比例環(huán)節有調節誤差的缺點(diǎn)，又避免了積分環(huán)節反應慢的弱點(diǎn)，同時(shí)改善了系統的穩定性和動(dòng)態(tài)性能。

4結束語(yǔ)

本文設計的高壓產(chǎn)生電路，結構簡(jiǎn)單、易于調節，穩壓電路采用了負反饋，具有自動(dòng)調節電壓的功能，同時(shí)帶有過(guò)電流保護功能，因此可作為絕緣電阻測試儀的高壓電源。