SPEIC轉換器的設計 (含電路圖)

1、介紹
在SPEIC（單端初級電感轉換器）設計中，輸出電壓可以低於或者高於輸入電壓。圖1所示的SPEIC使用兩個(gè)電感L1和L2，這兩個(gè)電感可以繞在同一個(gè)磁芯上，因為在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內加在它們上面的電壓是一樣的。使用耦合電感比起使用兩個(gè)獨立的電感可以節省PCB的空間并且可以降低成本。電容Cs把輸出和輸入進(jìn)行絕緣并且為負載短路提供保護。圖2和圖3是SPEIC的電流流動(dòng)方向和開(kāi)關(guān)波形。

圖1、SPEIC的結構

圖2、SPEIC電流流向（上∶Q1處於開(kāi)期間；下∶Q1處於關(guān)期間）

圖3、SPEIC的開(kāi)關(guān)波形（VQ1∶Q1漏源電壓）

2、電感的選擇
使紋波電流峰峰值為最小輸入電壓時(shí)最大輸入電流的40％是一個(gè)確定電感值的好方法。在數值相同的電感L1和L2中流動(dòng)的紋波電流由下面公式算出∶

電感值由下式計算∶

Fsw為開(kāi)關(guān)頻率，Dmax是最小Vin時(shí)的占空比。維持電感發(fā)揮作用的電感峰值電流還沒(méi)有飽和，可由下式計算∶

如果L1和L2繞在同一個(gè)磁芯上，因為互感作用上式中的電感值就可用2L代替。電感值可這樣計算∶

3、功率MOSFET的選擇

最小閾值電壓Vth（min）、導通電阻RDS(ON)、柵漏電荷QGD和最大漏源電壓VDS（max）是選擇MOSFET的關(guān)鍵參數。邏輯電平或者子邏輯電平閾值MOSFET應該根據柵極電壓使用。峰值開(kāi)關(guān)電壓等於Vin＋Vout。峰值開(kāi)關(guān)電流由下式計算∶

流過(guò)開(kāi)關(guān)的RMS電流由下式給出∶

MOSFET的散耗功率PQ1大概是∶

PQ1，MOSFET總的功耗包括導通損耗（上式第一項）和開(kāi)關(guān)損耗（上式第二項）。Ig為柵極驅動(dòng)電流。RDS(ON)值應該選最大工作結溫時(shí)的值，一般在MOSFET資料手冊中給出。要確保導通損耗加上開(kāi)關(guān)損耗不會(huì )超過(guò)封裝的額定值或者超過(guò)散熱設備的極限。

4、輸出二極體的選擇

選擇能夠承受峰值電流和反向電壓的二極體。在SPEIC中，二極體的峰值電流跟開(kāi)關(guān)峰值電流IQ1peak相同。二極體必須承受的最小反向峰值電壓是∶

跟升壓轉換器相似，二極體的平均電流跟輸出電流相同。二極體的功耗等於輸出電流乘以二極體的正向壓降。為了提高效率建議使用肖特基二極體。

5、SPEIC耦合電容的選擇

SEPIC電容Cs的選擇主要看RMS電流（有效電流），可由下式得出∶

SEPIC電容必須能夠承受跟輸出功率有關(guān)的大有效電流。這種特性使SEPIC特別適用於流過(guò)電容的有效電流（跟電容技術(shù)有關(guān)）相對較小的小功率應用。SEPIC電容的電壓額定值必須大於最大輸入電壓。鉭電容和陶瓷電容是SMT的首選，它們具有很高的額定有效電流值，額定有效電流值跟電容的尺寸有關(guān)。穿心電解電容尺寸不受限制并且能夠提供需要的額定有效電流，也比較好用。

Cs的紋波電壓的峰峰值可以這樣計算∶

（1）

滿(mǎn)足需要的有效電流的電容在Cs上一般不會(huì )產(chǎn)生太大的紋波電壓，因此峰值電壓通常接近輸入電壓。

6、輸出電容的選擇

在SEPIC中，當電源開(kāi)關(guān)Q1打開(kāi)時(shí)，電感充電，輸出電流由輸出電容提供。因此輸出電容會(huì )出現很大的紋波電流。選定的輸出電容必須能夠提供最大的有效電流。輸出電容上的有效電流是∶

（2）

圖4、輸出紋波電壓

ESR、ESL和大容量的輸出電容直接控制輸出紋波。如圖4所示，假設一半紋波跟ESR有關(guān)，另外一半跟容量有關(guān)，因此

輸出電容必須滿(mǎn)足有效電流、ESR和容量的需求。在表面貼裝應用中，建議在輸出端采用鉭電容，聚合物電解電容和聚合物鉭電容或者多層陶瓷電容。

7、輸入電容的選擇

跟升壓轉換器相似，SEPIC的輸入端有個(gè)電感，因此輸入電流的波形是連續的三角形形狀。電感保證輸入電容上僅有很低的紋波電流。輸入電容的有效電流這樣計算∶

輸入電容必須能夠承受有效電流。在SEPIC應用中雖然對輸入電容的要求不是很?chē)栏?，但是?0uF或者更大的電容可以使電路免受輸入電源內阻的影響。
7、SEPIC設計示例
輸入電壓（Vin）∶3.0V－5.7V
輸出電壓（Vout）∶3.3V
輸出電流（Iout）∶2A
開(kāi)關(guān)頻率∶330KHz
本例中使用LM3478控制器。電路圖如圖5所示。

圖5、原理圖
第一步∶占空比計算 假設VD為0.5V，

第二步∶電感計算輸入電感L1的紋波電流是∶

L1和L2的電感值是∶

最靠近標準值的是4.7uH。輸入電感的峰值電流是∶

L2的峰值電流是∶

第三步∶選擇功率MOSFET
MOSFET的峰值電流是∶

有效電流是∶

MOSFET的額定漏極電壓必須高於Vin＋Vout。設計中選擇了Si4442DY（RDS(ON)＝8mΩ，QGD＝10nC）。LM3487的柵極驅動(dòng)電流Ig為0.3A。估計功耗為∶

第五步∶選擇SEPIC耦合電容
Cs的有效電流是∶

紋波電壓是∶

選擇10uF陶瓷電容。

第六步∶選擇輸出電容輸出電容的有效電流是∶

假設紋波是輸出電壓3.3V的2％，輸出電容的ESR為∶

容量是∶

使用兩個(gè)100uF（ESR為6mΩ）陶瓷電容。對成本要求高的應用可以用一個(gè)電解電容和一個(gè)陶瓷電容代替。對雜訊要求嚴格的應用可以加一個(gè)二階濾波器。
第七步∶選擇輸入電容
輸入電容的有效電流是∶

第八步∶回饋電阻，電流感測電阻計算和頻率設定電阻分壓器中，R1是上電阻，R2是下電阻?；仞亝⒖茧妷菏?.26V。如果R1＝20KΩ，那麼∶

LM3478觸發(fā)電流保護電路的閾值電壓是120mV。120mV補償斜率電壓降後大約為75mV。因此感測電阻值是∶

工作頻率為330KHz時(shí)Rf大約為50KΩ。
第九步∶補償設計
在對峰值電流模式控制的SEPIC轉換器的輸出傳輸函數的處理中，負載極點(diǎn)估計為1/(2πRLCout)；輸出電容的ESR零點(diǎn)是1/(2πESRCout)，這里RL是負載電阻，Cout為輸出電容，ESR是輸出電容的等效串聯(lián)電阻。同時(shí)有一個(gè)右半平面零點(diǎn)（fRHPZ），由下式求得∶

同時(shí)也發(fā)現在振幅圖中SEPIC電容Cs和電感L2構成的網(wǎng)路的振蕩頻率處有小干擾∶

交叉頻率是fRHPZ或者fR的六分之一，不管哪個(gè)都比較低∶

Cc1、Cc2和Rc構成一個(gè)補償網(wǎng)路，在1/(2πRcCc1)處有一個(gè)零點(diǎn)，原點(diǎn)處有一個(gè)極點(diǎn)，另外一個(gè)極點(diǎn)在1/(2πRcCc2)處。

Vref是1.26V的參考電壓，Vout是輸出電壓，Gcs是電流感測增益（大約是1/Rsn）100A/V，Gma為誤差放大器的跨導（800uΩ）。Rc用來(lái)設定希望的交叉頻率。

Cc1用來(lái)設定補償零點(diǎn)到1/4交叉頻率

1/(2πRcCc2)處的極點(diǎn)是為了消去ESR零點(diǎn)1/(2πESRCout)，