電壓調整模塊（VRM）拓撲綜述

1引言

電壓調整模塊（VoltageRegulatorModule,VRM）是分布式電源系統（DistributedPowerSystem,DPS）（圖1）中的核心部件，它緊靠在需要供電的負載旁，可根據不同負載需要獨立調節輸出電壓，實(shí)現具有低電壓、大電流、高穩定度輸出，高功率密度，快速響應等優(yōu)良性能的高質(zhì)量電源系統。

根據輸入電壓的不同，VRM可分為5V、12V、48V輸入等不同種類(lèi)，其相應的電路拓撲有許多不同之處；根據輸出和輸入間是否隔離，VRM又可分成非隔離型和隔離型兩種。目前，VRM較多地采用5V輸入電壓，但隨著(zhù)芯片負載電流越來(lái)越大，今后分布式電源系統中將較多地采用12V或48V總線(xiàn)電壓的VRM，經(jīng)變換輸出1V左右電壓供給工作站或服務(wù)器CPU芯片。

本文對近幾年提出的VRM拓撲作一綜述，對每一種拓撲的結構、原理和主要特點(diǎn)進(jìn)行簡(jiǎn)要介紹，同時(shí)介紹了交錯并聯(lián)和內置輸入濾波器等新的概念和技術(shù)。

2非隔離型VRM的主要拓撲

2?15V輸入的VRM拓撲

非隔離型VRM的拓撲基本上是在傳統的Buck電路基礎上變化或改進(jìn)得到。圖2所示為低壓VRM中廣泛采用的同步整流Buck電路。由于用低壓MOSFET（其通態(tài)電阻很小，mΩ級）代替了肖特基（Schottky）整流管，因此可大大降低通態(tài)損耗，從而提高低壓VRM的效率和功率密度。

同步整流Buck電路中，濾波電感L一般取得較大，以確保負載變化時(shí)Buck電路始終工作于電流連續狀態(tài)，減小輸出電流紋波，從而減小濾波電容值，縮小體積，提高電源的功率密度。但在負載瞬態(tài)變化過(guò)

圖1分布式電源系統的一種典型結構[2]

圖2同步整流Buck電路

圖3QSW工作波形

圖4交錯連接QSW和消紋波原理

(a)交錯連接原理圖(b)紋波抵消示意圖

程中，過(guò)大的濾波電感限制了能量的傳輸速度，負載瞬態(tài)變化所需要（或產(chǎn)生）的能量幾乎全部由濾波電容提供（或吸收）。特別在大電流負載情況下，必須增加濾波電容（一般采用多電容并聯(lián)以減小ESR和ESL），使電源的體積增大，功率密度降低，也增加了產(chǎn)品的制造成本。由此可見(jiàn)，同步整流Buck電路難以滿(mǎn)足今后芯片發(fā)展對電源的要求。

為了克服同步整流Buck電路在瞬態(tài)響應等方面存在的不足，文獻[3]提出了一種準方波（Quasi?Square?

Wave,QSW）工作方式的拓撲結構。該電路結構與同步整流Buck電路相同，但其輸出濾波電感L遠遠小于同步整流Buck電路中的L值，使QSW電路的瞬態(tài)響應時(shí)間很短。從工作波形（圖3）可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)Q1和Q2均可以實(shí)現接近零電壓開(kāi)通，使MOSFET的密勒（Miller）效應影響減小，開(kāi)關(guān)損耗和柵極驅動(dòng)功耗亦減小[1]。但QSW電路也存在著(zhù)許多問(wèn)題，首先由于IL的紋波增大，使流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流有效值增大，通態(tài)損耗增加；其次需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；再次大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應用QSW拓撲的VRM總體效率低于同步整流Buck電路[1][3]。

為了減少QSW電路輸出電流的紋波，同時(shí)又能滿(mǎn)足快速瞬態(tài)響應的要求，文獻[3]提出了一種交錯并聯(lián)技術(shù)，將多個(gè)QSW電路交錯并聯(lián)起來(lái)，達到減小輸出紋波電流的目的。圖4所示為其原理圖和紋波抵消原理示意圖。圖5所示為多相交錯并聯(lián)QSW的消紋波效果比較。

從圖5可以看到，多相QSW電路交錯并聯(lián)，并合理地選取同步整流開(kāi)關(guān)控制脈沖占空比，可以明顯減小輸出電流紋波，因此可以用比單相QSW電路中小得多的濾波電容，使電路同時(shí)滿(mǎn)足靜態(tài)和瞬態(tài)變化的要求；交錯并聯(lián)QSW電路不僅可以減小輸出電流紋波，同時(shí)也減小了輸入電流紋波，使輸入濾波電容減小，電容所占體積減小，加上整個(gè)電路的效率提高，使VRM功率密度提高成為可能。

2?212V輸入的VRM電路拓撲對Buck電路而言，其電壓轉換比M==D，在輸出電壓一定的條件下，輸入電壓越高，則D越小。圖6所示為同步整流開(kāi)關(guān)控制脈沖占空比D與輸出電壓VO之間的關(guān)系曲線(xiàn)，可見(jiàn)，當輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.0V時(shí)，占空比D已小于0.1，過(guò)小的占空比將給電路工作和性能帶來(lái)許多問(wèn)題[1][4]：

（1）引起不對稱(chēng)瞬態(tài)響應，卸載（Stepdown）響應性能遠差于加載（Stepup）響應性能，如圖7所示。在這種不對稱(chēng)工作情況下，只能根據卸載瞬態(tài)響應設計輸出濾波器等電路參數，給參數的優(yōu)化帶來(lái)很大困難。

（2）引起變換器整體效率下降。整流開(kāi)關(guān)管Q1為硬關(guān)斷工作方式，在相等的輸出平均電流條件下，12V輸入電壓時(shí)的電流紋波比5V輸入電壓時(shí)大許多

圖5多相并聯(lián)QSW的消紋波效果

圖6Buck電路占空比與電壓間的關(guān)系

D1:Vin=5VD2:Vin=12V

圖7不對稱(chēng)瞬態(tài)響應

圖8濾波電感電流紋波

圖9抽頭電感Buck電路

圖10抽頭電感Buck等效電路

圖11抽頭電感Buck的工作波形

圖12不同電路占空比比較

M1:n=1M2:n=2M3:n=3

（圖8），因此關(guān)斷時(shí)的峰值電流也很大；同時(shí)，加在Q1兩端的關(guān)斷電壓（Vin－Vout）較大，所以輸入電壓升高，關(guān)斷損耗增大，使變換器整體效率下降；對同步整流管Q2而言，起決定作用的是通態(tài)損耗。在很小的占空比條件下，電流紋波增大，使流過(guò)Q2的電流有效值較大，同時(shí)由于Q2導通時(shí)間很長(cháng)，所以Q2的通態(tài)損耗增大，也使變換器整體效率下降。

（3）由于開(kāi)關(guān)管控制脈沖占空比很小，因此多相交錯并聯(lián)所產(chǎn)生的消紋波效果不顯著(zhù)。當輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.5V時(shí)，占空比D=0.125，從圖5可以看到，四相交錯并聯(lián)后的紋波只消除了大約40％。若輸出電壓進(jìn)一步降低，則消紋波效果還要差。消紋波的效果越差，意味著(zhù)為滿(mǎn)足瞬態(tài)響應性能指標所加的輸出濾波電容越大，這是我們所不希望的。

存在以上這些問(wèn)題的主要原因是在輸入電壓為12V或更高時(shí)Buck電路的占空比D過(guò)小，因此解決問(wèn)題的思路就是如何設法增大D。文獻[1]和[4]中介紹了一種稱(chēng)為抽頭電感Buck電路，其電路、等效電路及其工作波形分別如圖9、圖10及圖11所示。抽頭電感Buck電路的電壓轉換比M==，通過(guò)設計抽頭電感的匝比“n”，可將開(kāi)關(guān)脈沖占空比D擴展至一個(gè)較合理的值。圖12為抽頭電感Buck電路和傳統Buck電路(n=1)的比較，從圖中可見(jiàn)，當輸入電壓Vin=12V,VO=1.5V時(shí)，中間抽頭電感（n=2）Buck電路的開(kāi)關(guān)脈沖占空比D已擴展至0.222，接近傳統Buck電路的2倍。

由于開(kāi)關(guān)脈沖占空比D的擴展，使抽頭電感Buck電路的許多性能優(yōu)于傳統Buck電路：

①適當選取匝比n（n在2與3之間）,可獲得對

圖13開(kāi)關(guān)電壓應力與匝比的關(guān)系

圖14開(kāi)關(guān)電流應力與匝比的關(guān)系

圖15有源箝位耦合Buck電路及工作波形

(a)有源箝位耦合Buck電路(b)工作波形

稱(chēng)的瞬態(tài)響應性能，有利于效率的優(yōu)化。

②抽頭電感Buck電路中，開(kāi)關(guān)Q1的主要損耗仍是其關(guān)斷損耗，但比傳統Buck電路中Q1的損耗小，從而改善了電路的效率。這是因為，Q1電流的紋波較小，在相同的平均輸入電流時(shí)，Q1的峰值電流較傳統Buck電路時(shí)小得多，因此減少了Q1的關(guān)斷損耗。

③由于Q1脈沖占空比D的擴展，使交錯并聯(lián)的消紋波效果更加顯著(zhù)。對n=2的抽頭電感Buck電路，從圖12可見(jiàn)其Q1脈沖占空比D從0.125擴展至0.222，從圖5可以讀出其紋波消除已達85％，可使輸出濾波器更小，損耗更低。

當然，抽頭電感Buck電路也有其不足之處：

①開(kāi)關(guān)Q1的電壓應力隨n的增大而增大，如圖13所示（Vin=12V,VO=1.5V）；由于耦合電感存在漏感，使Q1關(guān)斷時(shí)承受很大的電壓尖峰（圖11）。因此必須選用較高耐壓的MOSFET，而高壓MOSFET的通態(tài)電阻往往較大，使Q1的通態(tài)損耗增大。

②開(kāi)關(guān)Q2的電流應力隨n的增大而增大，如圖14所示（Vin=12V，VO=1.5V，IO=50A），因此不希望取很大的n。

從上面分析可以看到，抽頭電感Buck電路是12V輸入VRM的一個(gè)較好的拓撲結構，但由于存在很高的尖峰電壓使它難以被實(shí)際采用。文獻[1][4]提出了一種有源箝位耦合Buck電路，可以解決上述尖峰電壓?jiǎn)?wèn)題，其電路拓撲和工作波形如圖15所示。

有源箝位耦合Buck電路的電壓轉換比M==，當Vin=12V,VO=1.5V，n=2時(shí)，D=0.285，比中間抽頭電感（n=2）Buck電路（D=0.222）還大，可以進(jìn)一步改善電路的工作狀況；由于箝位電容作用，開(kāi)關(guān)的電壓應力被箝位在2（Vin－VO），不隨n變化，在12V輸入時(shí)約為20V，因此可以選用廣泛使用的耐壓30V的MOSFET作為開(kāi)關(guān)管，使成本和損耗降低；此外，變換器的輸入電流是連續的，因此可減小輸入濾波器的尺寸。

有源箝位耦合Buck電路可以解決抽頭電感Buck電路中由于漏電感所產(chǎn)生的尖峰電壓?jiǎn)?wèn)題，同時(shí)改善或保持了抽頭電感Buck電路的優(yōu)點(diǎn)，是12V輸入VRM較好的一種拓撲，將它與交錯并聯(lián)技術(shù)和集成磁（IntegratedMagnetics）技術(shù)結合起來(lái)，可以實(shí)現具有高效率，快速瞬態(tài)響應性能的12V輸入VRM。但該電路拓撲仍有不足之處，從圖15的工作波形可以看到，有源箝位耦合Buck電路的輸入電流存在較嚴重的突變，即某些時(shí)段的di/dt較大。因此，必須在有源箝位耦合Buck電路的輸入端加濾波電路；同時(shí)，該拓撲的輸出端也存在電流突變問(wèn)題，使輸出濾波電容的電流有效值增加，效率降低，使用壽命縮短；由于濾波電容等效串聯(lián)電感（ESL）的存在，輸出電流的突變還會(huì )引起輸出電壓的開(kāi)關(guān)噪聲。

圖16內置輸入濾波器的有源箝位耦合Buck電路

圖17傳統推挽變換器及其主要工作波形

(a)傳統推挽變換器電路(b)工作波形

為了解決上述電流突變問(wèn)題，文獻[5]將內置輸入濾波器概念[6]引入至上述有源箝位耦合Buck電路中，提出了改進(jìn)的有源箝位耦合Buck電路，如圖16所示。

由于箝位耦合電容CS與漏感所形成的輸入濾波器作用，使輸入電流和輸出電流的變化比較平緩，因此可大大減小外加輸入濾波器的尺寸，甚至可以不要外加濾波器而直接利用內置濾波器，從而減少元件的數目。

3隔離型VRM的主要拓撲及性能比較

隨著(zhù)計算機芯片對電源容量和瞬態(tài)響應要求的不斷提高，現在被廣泛采用的低壓（如5V）分布式電源系統將難以滿(mǎn)足要求，會(huì )逐漸被高壓（如48V）分布式電源系統所取代。與低壓分布式電源系統相比較，高壓分布式電源系統有許多顯著(zhù)優(yōu)點(diǎn)[7]。

從前面的討論我們知道，低壓VRM的電路拓撲很難被應用到高壓VRM中。因此高壓VRM一般采用具有降壓變壓器的隔離型電路拓撲，降壓變壓器起著(zhù)降壓和隔離雙重作用。

對低壓大電流輸出VRM而言，副邊變換器的功率損耗對整個(gè)電路的效率起著(zhù)主要作用，因此，為提高電路的轉換效率，必須努力降低副邊變換器的損耗，特別是整流器損耗和變壓器的繞組損耗。用同步整流器（低壓MOSFET）替換肖特基整流器可以減少整流器損耗；而降低變壓器的繞組損耗必須努力減小副邊繞組電阻和流過(guò)的電流有效值。合理選擇繞組和變壓器結構可以減小繞組電阻，采用倍流器（Current?Doubler）拓撲可以減小副邊電流的有效值[8]。與倍流器輸出相適應，變壓器原邊一般采用具有對稱(chēng)工作方式的推挽變換器、半橋變換器和全橋變換器。

圖17所示為倍流整流電路（CurrentDoublerRectifier）輸出的傳統推挽變換器及其主要工作波形。

傳統推挽變換器的最主要問(wèn)題是當開(kāi)關(guān)管關(guān)斷（對Q1而言，t=ton）時(shí)，變壓器的漏感產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在管子兩端，這與反激變換器的工況相同。為了解決這一問(wèn)題，文獻[7]提出一種新型的推挽正激（Push?PullForward）變換器，其原理圖和主要工作波形如圖18所示。

圖18推挽正激變換器及其主要工作波形

(a)推挽正激變換器電路(b)工作波形

圖19改進(jìn)型推挽正激變換器電路

與傳統推挽變換器電路相比較，推挽正激變換器電路中引入了一個(gè)箝位電容C。在t=0～ton期間，Q1導通，Q2截止，輸入電壓Vin通過(guò)Q1加在繞組1上，而電容C上的電壓VC（等于Vin）則加在繞組2上，這時(shí)電路就象是兩個(gè)正激電路并聯(lián)工作。當Q1關(guān)斷后，漏感電流使Q2的反并二極管導通續流，而電容C將開(kāi)關(guān)管Q1的端電壓箝位在2Vin，因此可以選用額定電壓較低的開(kāi)關(guān)管以降低通態(tài)損耗。

該推挽正激變換器為一個(gè)二階系統，其控制較簡(jiǎn)單，瞬態(tài)響應快；它具有較高的轉換效率，而且變壓器和電感可以很容易集成在一起[9]，從而大大提高變換器的功率密度。

最近，文獻[10]將內置輸入濾波器概念[6]引入至推挽正激變換器中，提出了改進(jìn)型推挽正激變換器，如圖19所示。這一新拓撲中的開(kāi)關(guān)電流和繞組電流與推挽正激變換器中的相同，但輸入電流卻幾乎是平坦的，這是由于輸入電流同時(shí)流過(guò)兩個(gè)繞組且有紋波抵消作用，這正是內置輸入濾波器的作用[6]。改進(jìn)型推挽正激變換器的輸入濾波器尺寸可以大大減小，或直接利用變壓器的漏感作為輸入濾波器，且可與其它磁元件集成在一起，使變換器的效率得到大大提高[10][11]。

4結語(yǔ)

VRM拓撲有許許多多，每種拓撲有其特點(diǎn)和適用的工況。將準方波工作方式的同步整流Buck電路交錯并聯(lián)，可大大降低輸出電流紋波，從而減小輸出濾波器的尺寸，同時(shí)滿(mǎn)足快速動(dòng)態(tài)響應和高效率、高功率密度的要求；通過(guò)自耦合電感，可以拓展整流開(kāi)關(guān)管的占空比，改善電路的瞬態(tài)響應性能，提高變換器整體轉換效率；有源箝位電路可以抑制漏感引起的尖峰電壓，減少開(kāi)關(guān)器件的電壓應力，同時(shí)亦可降低電路損耗；將內置輸入濾波器概念引入VRM拓撲中，并利用集成磁技術(shù)，可進(jìn)一步改善電路工況，減小濾波器尺寸。

目前VRM拓撲結構改進(jìn)或新拓撲結構的提出，其基本思想是如何滿(mǎn)足VRM高效率、高密度和快速瞬態(tài)響應的要求，同時(shí)非常重視包括磁集成技術(shù)在內的集成封裝技術(shù)的運用，并將能否采用集成技術(shù)作為判斷拓撲結構性能優(yōu)劣的一個(gè)重要因素，因此這應成為我們今后研究VRM技術(shù)的努力方向。