常用高壓變頻器技術(shù)對比分析
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4）輸出波形非常接近正弦波，可適用于普通感應電機和同步電機調速，而無(wú)需降低容量，沒(méi)有dv/dt對電機絕緣等的影響，電機沒(méi)有額外的溫升，是一種技術(shù)先進(jìn)的高壓變頻器。輸出電壓和電機電流波形如圖9所示。
5）ALSPAVDM6000系列高壓變頻器可根據電網(wǎng)對諧波的不同要求采用12脈波，18脈波的二極管整流或晶閘管整流；若要將電能反饋回電網(wǎng)，可用晶閘管整流橋；若要求控制電網(wǎng)的諧波、功率因數，及實(shí)現四象限運行，可選擇有源前端。
6、多電平＋多重化變頻器
日本富士公司采用高壓IGBT開(kāi)發(fā)的中壓變頻器FRENIC4600FM4系列，它匯集了多電平和多重化變頻器的許多優(yōu)點(diǎn)，它以多個(gè)中壓三電平PWM逆變器功率單元多重化串聯(lián)的方式實(shí)現直接高壓輸出，因此構成了一個(gè)雙完美無(wú)諧波系統：對電網(wǎng)為多重疊加整流，諧波符合IEEE519?1992的要求；對電動(dòng)機為完美無(wú)諧波正弦波輸出，可以直接驅動(dòng)任何品牌的交流鼠籠型電動(dòng)機。
該型變頻器由于采用了高壓整流二極管和高壓IGBT，因此系統主電路使用的器件大為減少，可靠性提高，損耗降低，體積縮小。變頻器的綜合效率可達98％，功率因數高達0.95，不需要加設進(jìn)相電容器或交直流電抗器，也不需要輸出濾波器，使系統結構大為簡(jiǎn)化。率單元，在器件數量上并不占優(yōu)勢，要比同樣電壓和功率等級的三電平三相逆變器足足多用一倍的器件，同樣比普通單相逆變功率單元也正好多出一倍的器件。例如：用3300V耐壓的IGBT器件，采用單元串聯(lián)多重化電路6kV系統每相需三個(gè)單元串聯(lián)，總共9個(gè)單元，共需54只整流二極管，36只IGBT；而采用三電平功率單元，每相需兩個(gè)單元串聯(lián)，總共6個(gè)單元，共需72只整流二極管，48只IGBT，足足多用了1/3的器件并且使功率單元的冗余成本增加了一倍，降低了多重化變頻器冗余性能好的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)增加了裝置的成本。所以該型變頻器實(shí)際上并不可取。
7變壓器耦合輸出高壓變頻器
中高壓變頻器的主電路拓撲結構，除了前面提到的二電平、多電平和單元串聯(lián)多重化方案外，1999年，有人提出了一種新型的變壓器耦合式單元串聯(lián)高壓變頻器主電路拓撲結構。其主要思想是用變壓器將三個(gè)由高壓IGBT或IGCT構成的常規二電平三相逆變器單元的輸出疊加起來(lái)，實(shí)現更高電壓輸出，并且這三個(gè)常規逆變器可采用普通低壓變頻器的控制方法，使得變頻器的電路結構及控制方法都大大簡(jiǎn)化。
方案由下列部分組成：
——一個(gè)18脈波的輸入變壓器，可基本實(shí)現輸入電流無(wú)諧波；
——三個(gè)常規兩電平的三相DC/AC逆變器；
——三個(gè)變化為1：1的輸出變壓器；
——高壓電機。
下面從幾個(gè)方面分析其工作原理。
1）電壓關(guān)系
考慮電機的線(xiàn)電壓，可得：
UKL=Ua1b1＋Ub1a2＋Ua2b2
ULM=Ub2c2＋Uc2b3＋Ub3c3（1）
UMK=Uc3a3＋Ua3c1＋Uc1a1
由于輸出變壓器的變比為1：1，也就是Ub1a2=Ua3b3，Uc2b3=Uc1b1，Uc1a3=Ua2b2，于是可得到，
UKL=Ua1b1＋Ua2b2＋Ua3b3 ULM=Ub1c1＋Ub2c2＋Ub3c3（2）
UMK=Uc1a1＋Uc2a2＋Uc3a3電壓間的這種關(guān)系體現在圖12中。每個(gè)逆變器都采用SPWM或空間電壓矢量PWM（SVPWM）控制方法，每個(gè)逆變器輸出線(xiàn)電壓的有效值為〔〕aE，其中E為逆變器輸入直流電壓，a為調制深度，在諧波注入SPWM和SVPWM中a最大可為1.15。由式（2）可得電機線(xiàn)電壓的有效值為〔〕aE。
對線(xiàn)電壓為2300V的高壓電機，E=1090V，采用額定電壓為1700V的IGBT就可構成本系統；對線(xiàn)電壓為4160V的高壓電機，E=1970V，可采用額定電壓為3300V的IGBT；而當高壓電機的線(xiàn)電壓為6600V時(shí)，E=3130V，則應采用額定電壓為4500V的IGCT；因此本方案具有很強的適應性。
2)電流關(guān)系
設電機三相電流平衡，電流的有效值為I，在不考慮電流諧波的情況下ia1=Isin(ωt)ib2=Isin(ωt－120°)（3）ic3=Isin(ωt＋120°)
在圖12中，ia1=i4－i6，ib2=i6－i2，i2＋i4＋i6=0，從而有ia1=Isin(ωt＋90°)ib2=Isin(ωt－30°)（4）ic3=Isin(ωt－150°)
考慮到輸出變壓器原邊和副邊電流相等，可計算得到第一個(gè)逆變器的三個(gè)輸出電流為，ia1=Isin(ωt)ib1=Isin(ωt－120°)（5）ic1=Isin(ωt＋120°)
另外兩個(gè)逆變器的三個(gè)輸出電流也滿(mǎn)足以上關(guān)系，即：ia1=ia2=ia3=Isin(ωt)ib1=ib2=ib3=Isin(ωt－120°)(6)ic1=ic2=ic3=Isin(ωt＋120°)
也就是說(shuō)三個(gè)逆變器輸出電流完全平衡。
3）功率關(guān)系在得出電壓電流關(guān)系式后，我們很容易得到該高壓變頻器各部分間的功率關(guān)系。很顯然三個(gè)逆變器的視在功率VA1，VA2，VA3為VA1=VA2=VA3=〔〕aEI，而整個(gè)高壓變頻器的視在功率VA為VA=〔〕aEI，也就是說(shuō)三個(gè)逆變器均分了整個(gè)變頻器的輸出。
4）PWM策略
由于三個(gè)逆變器電壓、電流和功率完全對稱(chēng)，因此三個(gè)逆變器可采用完全相同的控制規律，這時(shí)加在電機的線(xiàn)電壓等于一個(gè)逆變器輸出線(xiàn)電壓的三倍，相當于一個(gè)兩電平的PWM高壓變頻器，這種方法雖然簡(jiǎn)單，但由于dv/dt太大，不宜采用。
一種比較好的方法是將三個(gè)逆變器的PWM信號相互錯開(kāi)1/3個(gè)開(kāi)關(guān)周期，對SPWM來(lái)說(shuō)就是三個(gè)逆變器各自采用一個(gè)三角波，且這三個(gè)三角波之間相位互差120°。圖13是采用這種方法后得到的電機線(xiàn)電壓波形，其中電壓頻率為40Hz，注入了15％的三次諧波?？梢钥闯鲞@就是一個(gè)線(xiàn)電壓為7電平的高壓變頻器，相當于四電平變頻器的線(xiàn)電壓波形。
5）輸出變壓器輸出變壓器在本方案中起著(zhù)十分重要的作用，也可能是本方案的薄弱環(huán)節，因為太大容量的變壓器會(huì )限制它的應用。一般情況下該變壓器可采用圖14所示結構。從前面分析知道，輸出變壓器各繞組間的電壓有效值都為〔〕aE，且流過(guò)各繞組的電流相等，有效值都為，于是可得到該變壓器的容量為〔〕aE，也就是說(shuō)輸出變壓器的容量為變頻器總容量的1/3，比高－低－高方案中的輸出變壓器的容量要小的多。
這種高壓變頻器方案具有如下突出的優(yōu)點(diǎn)：
1）以三個(gè)常規的變頻器為核心可構成高壓變頻器；
2）三個(gè)常規變頻器平衡對稱(chēng)運行，各自分擔總輸出功率的1/3；
3）整個(gè)變頻器的輸出可等效為7電平PWM輸出波形優(yōu)于普通三電平變頻器，與四電平變頻器相同?？傊C波畸變THD0.3％，dv/dt也較低；
4）輸出變壓器的容量只需總容量的1/3，可以?xún)戎?，也可以外裝；
5）18脈波輸入二極管整流器，網(wǎng)側諧波小，功率因數高。
8、結語(yǔ)
功率器件串聯(lián)二電平電流型變頻器由于其本身的缺點(diǎn)，使用越來(lái)越受到限制。
單元串聯(lián)多重化變頻器是由于當時(shí)功率器件耐壓太低的產(chǎn)物，系統復雜，器件數量多，體積龐大，故障率高；但卻歪打正著(zhù)
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