基于降壓型LED恒流驅動(dòng)的滯環(huán)控制電路設計[圖]

圖3 滯流比較電壓產(chǎn)生電路

2.3 運放實(shí)現電路

以上分析可知運算放大器起著(zhù)重要作用，其必須具有較高的增益，才能使A點(diǎn)電壓精確跟隨參考電壓，從而準確設定B點(diǎn)電平和滯環(huán)電壓大小。另外由于Vout的變化頻率與系統開(kāi)關(guān)頻率相同(系統的最大開(kāi)關(guān)頻率約為2MHz)，使得流過(guò)M1的電流也相同頻率在IM1和I′M1之間快速切換，所以運放的單位增益帶寬須大于系統的最大開(kāi)關(guān)頻率。設計的運放結構如圖4所示，采用折疊式輸入結構，可以獲得較大的共模輸入電壓范圍。

圖4 運放實(shí)現電路

由運放的頻率特性仿真圖5可知，增益達到84.266dB，相位裕度108°，單位增益帶寬約12MHz，滿(mǎn)足電路要求。

圖5 運放頻率特性仿真

2.4 平均驅動(dòng)電流設定

運放將點(diǎn)A電位鉗位于帶隙電壓基準上。由M7-M8、M6-M9組成的級聯(lián)電流鏡將偏置電流I1鏡像到M8-M9-R5所在支路，所以Compara2tor模塊的一個(gè)輸入端電壓Vn保持一定，另一輸入端電壓Vp將跟隨檢測電壓Vcs變化。當比較器輸出Vout為高電平(開(kāi)關(guān)管導通)時(shí)，B點(diǎn)電壓為VBL即下限閾值檢測電壓VCSMIN，當Vcs下降到此閾值時(shí)，由M6~M11組成的對稱(chēng)電路結構使流過(guò)R5、R6的電流相等，此時(shí)Vn=Vp。若Vcs

滯環(huán)電流范圍：

上式?jīng)Q定了驅動(dòng)電流的紋波大小。

3 仿真結果分析

文中電路采用0.5μm 5V/18V/40V CDMOS工藝，用Hspice Z-2007.03進(jìn)行仿真。在脈沖寬度為200μs、周期為300μs的DIM信號和Vin=12V(典型值)的共同作用下，仿真結果如圖6所示。

圖6 Vin="12V時(shí)的電路仿真"

分別在Vin=2.5V，Vin=28V的情況下，再次對LED驅動(dòng)電流進(jìn)行仿真，三次仿真數據結果分別如表1所示。

表1 三種輸入電壓情況下的驅動(dòng)電流

在Vin=12V時(shí)，對LED驅動(dòng)電流進(jìn)行溫度特性仿真，三次仿真波形結果分別如表2所示?？梢钥闯?，芯片的溫度特性較好。

表2 Vin="12V情況下三種環(huán)境溫度下的驅動(dòng)電流"

由于系統的固定延時(shí)τ對電流的紋波存在影響，實(shí)際的驅動(dòng)電流峰值是IMAX +τoff di/dt，電流谷值是IMIN-τON di/dt，τoff為從驅動(dòng)電流大于設定值到功率開(kāi)關(guān)關(guān)閉的系統延時(shí)，τon為從驅動(dòng)電流小于設定值到功率開(kāi)關(guān)導通的系統延時(shí)，di/dt是電感電流變化率。則電感若取較大值，對驅動(dòng)電流平均值影響不大，但可以減小電流紋波，反之，這是以增加外部電感體積為代價(jià)的。

電路可達很高的效率，一方面檢測電阻中的功耗

會(huì )導致電源功率耗散，但本設計中RSENSE=0.5Ω，則PRSENSE相當小，另一方面，系統效率定義為L(cháng)ED消耗的功率與電源提供的功率之比，即η=PLED/PPOWER。其中，PPOWER=Vin3 Ivin，PLED=VLED*，從仿真可知，Ivin的平均值遠遠小于，所以系統的效率可以達到非常高。

4 結束語(yǔ)

文中設計了一款適用于降壓型LED恒流驅動(dòng)芯片的滯環(huán)控制電路。采用高邊電流檢測方案，運用滯環(huán)電流控制方法對驅動(dòng)電流進(jìn)行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅動(dòng)電流，通過(guò)調節外部檢測電阻，可調節恒定LED驅動(dòng)電流。芯片采用015μm 5V/18V/40V CDMOS工藝，電源電壓范圍為4.5V~28V，可為L(cháng)ED提供約恒定的350mA驅動(dòng)電流，溫度特性-40℃~125℃，可達到相當高的效率。當Vin從4.5V變化到28V時(shí)，平均驅動(dòng)電流變化22mA，最大恒流精度為6.2%。