基于過(guò)采樣技術(shù)的遠距離讀卡系統的實(shí)現

　　3. 1 奈奎斯特采樣定理

　　根據奈奎斯特采樣定理, 需要數字化的模擬信號的帶寬必須被限制在采樣頻率fs的一半以下, 否則將會(huì )產(chǎn)生混疊效應, 信號將不能被完全恢復。這就從理論上要求一個(gè)理想的截頻為fs/2的低通濾波器。實(shí)際中采用的通頻帶為0 ~fs/2的低通濾波器不可能既完全濾掉高于fs /2 的分量又不衰減接近于fs/2的有用分量。因此實(shí)際的采樣結果也必然與理論上的有差別。如果采用高于fs的采樣頻率, 如2fs, 則可以很容易用模擬濾波器先濾掉高于1. 5fs的分量, 同時(shí)完整保留有用分量。采樣后混入的界于0. 5fs~ 1. 5fs之間的分量可以很容易用數字濾波器來(lái)濾掉。這樣輸入模擬濾波器的設計將比抗混疊濾波器簡(jiǎn)單的多。

　　3. 2 量化與信噪比

　　模擬信號的量化帶來(lái)了量化誤差, 理想的最大量化誤差為+ /- 0. 5LSB。AD轉換器的輸入范圍和位數代表了最大的絕對量化誤差。量化誤差也可以在頻域進(jìn)行分析, AD轉換的位數決定了信噪比SNR; 反過(guò)來(lái)說(shuō)提高信噪比可以提高AD轉換的精度。

　　假設輸入信號不斷變化, 量化誤差可以看作能量均勻分布在0~ fs /2上的白噪聲。但是對于理想的AD轉換器和幅度緩慢變化的輸入信號, 量化誤差不能看作是白噪聲。為了利用白噪聲理論, 可以在輸入信號上疊加一連續變化的信號, 叫做?? 抖動(dòng)信號 , 它的幅值至少應為1LSB。

　　3. 3 疊加白噪聲提高信噪比

　　由于量化噪聲功率平均分配在0~ fs/2, 而量化噪聲能量是不隨采樣頻率變化的, 采用越高的采樣頻率時(shí), 量化噪聲功率密度將越小, 這時(shí)分布在輸入信號的有用頻譜上的噪聲功率也越小, 即提高了信噪比。只要數字低通濾波器將大于fs/2的頻率分量濾掉, 采樣精度將會(huì )提高。

　　采用疊加白噪聲進(jìn)行的過(guò)采樣在每提高一倍采樣頻率的情況下可以將信噪比提高3 dB 或者說(shuō)增加半位的分辨率, 對于精度要求不太高的系統是不錯的選擇。這種方式需要通過(guò)某種方法產(chǎn)生白噪聲, 有時(shí)AD轉換器內部的噪聲已經(jīng)足夠, 也就不用外加噪聲源了。該方式對于輸入原始波形沒(méi)有限制, 尤其適合于過(guò)采樣倍數可以做的較高的系統。

　　4、過(guò)采樣解碼原理

　　只讀型125 kH z ID卡編碼規則: 芯片采用曼徹斯特編碼規則, RF周期與數據位周期的比率是RF /64, 卡片的全部數據位為64位, 包含9個(gè)開(kāi)始位(全為1) 40個(gè)數據位( 8 個(gè)廠(chǎng)商碼+ 32個(gè)數據位)、14個(gè)行列校驗位( 10個(gè)行校驗+ 4個(gè)列校驗)、1個(gè)停止位?？ㄆ谙蜃x卡器傳送數據時(shí)先傳送9個(gè)開(kāi)始位, 然后傳送8個(gè)廠(chǎng)商碼, 然后傳送32個(gè)數據位。其中15個(gè)校驗和結束位用以跟蹤包含廠(chǎng)商碼在內的40位數據。

　　　由圖2可知, 解碼的關(guān)鍵是要正確識別文件頭和其余的數據, 即正確的識別邏輯1和邏輯0, 當ID卡由遠到近接近讀卡器時(shí), ID卡從讀卡器的電磁波輻射場(chǎng)獲得能量, 對電磁場(chǎng)進(jìn)行負載調制, 發(fā)回自己攜帶的信息; 當距離比較遠時(shí), 讀卡器接收回的信號較弱, 放大之后不能達到MC?? 可以識別的數字信號, 顯示為三角波, 而且幅值較小, 這樣必須通過(guò)AD轉換才能轉換為MCM 可以識別的數字信號。由曼徹斯特的編碼規則可知從高到低的跳變是0從低到高的跳變是1, 當信號通過(guò)低通濾波電路輸入AD轉換端時(shí), 信號為三角波, 三角波的上升沿代表了曼徹斯特編碼的低到高的跳變,即邏輯1, 下降沿代表了曼徹斯特編碼的高到低的跳變, 即邏輯0, 上升沿和下降沿持續的時(shí)間即代表了邏輯1和邏輯0持續的時(shí)間, 有了這幾個(gè)參數后MCM 就可正確的識別ID卡的信息, 進(jìn)行曼徹斯特編碼的解碼了。