基于DSP的雙極性雙調制波高頻鏈逆變器實(shí)現

定時(shí)器GP工作在連續增減計數模式，即從零開(kāi)始遞增計數至設定值，然后又遞減計數至零，如此循環(huán)，計數周期為開(kāi)關(guān)管的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。

高頻逆變橋各開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)信號為ugVS1，VS4，ugVS2，VS3，其產(chǎn)生過(guò)程較為簡(jiǎn)單。如圖3所示，當定時(shí)器工作在增計數模式時(shí)，UgVS 1，VS4為高電平，ugVS2，VS3為低電平，而當定時(shí)器工作在減計數模式時(shí)，ugVS1，VS4為低電平，ugVS2，VS3為高電平。無(wú)論輸出電壓為何值，均在定時(shí)器計數至周期值或零時(shí)發(fā)生跳變，即計數值與比較寄存器值在H，H’點(diǎn)匹配。

周波變換器的控制信號為ugVS5，ugVS6，ugVS7，ugVS8，在圖3a中，當定時(shí)器工作在增計數狀態(tài)時(shí)，計數值與比較寄存器值在I點(diǎn)及J點(diǎn)發(fā)生比較匹配，ugVS5，ugVS8為高電平；當定時(shí)器工作在減計數狀態(tài)時(shí)，計數值與比較寄存器值在I’點(diǎn)及J’點(diǎn)發(fā)生比較匹配，ugVS5，ugVS8跳變?yōu)榈碗娖?。ugVS6，ugVS7分別與ugVS5，ugVS8互補，則可以產(chǎn)生4路移相PWM控制信號，移相角隨正弦規律略有變化。

圖3b與圖3a原理類(lèi)似，只是ugVS5，ugVS7從超前臂變?yōu)闇蟊?，VS8，VS6從滯后臂變?yōu)槌氨?。載波比較示意圖如圖3c所示，其中ur為調制波，um為其反值，uc為雙極性的三角載波，Tc為載波周期，A為正弦調制波幅值，B為三角載波幅值。

DSP的定時(shí)器工作在連續增減計數模式，設當定時(shí)器工作在增計數模式時(shí)三角波的斜率為k1，由圖3c及兩點(diǎn)直線(xiàn)方程可知：

設正弦調制波ur的函數為yr=sinωt，um的函數為ym=-sinωt。將t1，t2及在該時(shí)刻的函數值代入式(1)得到：

當開(kāi)關(guān)頻率很高時(shí)，可認為sinωt1≈sinωt2≈sin(ωTc／4)，則得到周波變換器開(kāi)關(guān)管第1個(gè)高頻脈沖寬度為：

式中：T／4=(t1+t2)／2；M為調制比，M=A／B。

當DSP的定時(shí)器工作在減計數模式時(shí)，設三角波的斜率為k2，同理得到：

當開(kāi)關(guān)頻率很高時(shí)，可認為sinωt3≈sinωt4≈sin(3ωTc／4)，則得到周波變換器開(kāi)關(guān)管第2個(gè)高頻脈沖寬度為：

當載波比為偶數時(shí)，設載波比為2N，則周波變換器開(kāi)關(guān)管的第n個(gè)高頻脈沖的寬度為：

根據以上對全橋移相PWM的原理分析，可以設計其實(shí)現的軟件和控制系統。

基于DSP的雙極性雙調制波高頻鏈逆變器的系統如圖4所示。DSP芯片為T(mén)MS320F2812。系統實(shí)現了雙極性雙調制波控制算法的程序，生成脈沖觸發(fā)信號，建立了正弦數據表，采用增量式PI算法完成了閉環(huán)控制算法。

4 仿真與實(shí)驗結果

基于上述理論分析和系統設計，通過(guò)仿真和實(shí)驗對方案進(jìn)行了驗證。仿真參數：輸入直流電壓30 V，高頻變壓器變比38：34：34，輸出濾波電感1 mH，濾波電容4．4μF，開(kāi)關(guān)頻率40 kHz，電阻負載，輸出電壓為400 Hz。LC濾波器前端的電壓為雙極性SPWM波，經(jīng)濾波后輸出正弦波。在單閉環(huán)控制下，高頻鏈逆變器分別帶阻容、阻感負載、突加電阻負載及帶整流性負載時(shí)的輸出電壓uo、電流io波形如圖5所示。系統空載時(shí)，uo的峰值處稍有畸變；帶整流性負載時(shí)uo在第1個(gè)周期沒(méi)有達到穩定，且波形的正弦度略差。但系統帶電阻、阻容、阻感負載時(shí)，uo波動(dòng)小，波形正弦度較高，總而言之，該高頻鏈逆變器具有良好的帶載能力。