基于干擾方接收裝備的自適應信號消擾技術(shù)研究

　　一般情況下，膨脹運算減小了信號的谷值，擴展了峰頂;而腐蝕運算減小了信號的峰值，加寬了谷域。開(kāi)運算可以抑制信號的尖峰，閉運算可以抑制信號的波谷。開(kāi)、閉運算所能濾除正、負脈沖的寬度取決于運算所使用的結構元素 的寬度M。如果信號中噪聲脈沖的寬度不超過(guò)所選結構元素的寬度，就可以被開(kāi)、閉運算所去除。所以直接形態(tài)學(xué)開(kāi)運算也可以完成噪聲基底的估計，但是存在較寬信號時(shí)需要較大的結構元素，實(shí)際計算量較大。為節約運算資源和運算時(shí)間，先對頻譜數據進(jìn)行分段最小值抽取，對抽取序列選用較小的結構元素進(jìn)行形態(tài)學(xué)開(kāi)運算，然后再進(jìn)行插值得到噪聲基底估計值。

　　圖4通過(guò)圖形描述給出了對30點(diǎn)譜線(xiàn)數據用形態(tài)學(xué)方法估計噪聲基底的處理過(guò)程。按每3點(diǎn)均勻劃分為一個(gè)分段，用圖中的虛線(xiàn)分開(kāi)。開(kāi)運算結構元素為1X2。

　　頻譜數據分段后會(huì )出現兩種情況：一是段內譜線(xiàn)只有一部分是信號譜線(xiàn)(如圖4(a)的分段3、4、7、9)或全部是噪聲譜線(xiàn)(如圖4(a)的分段1、2、5、6、10)，這時(shí)該段的最小值反映了該段的噪聲基底值。二是段內譜線(xiàn)全部為信號譜線(xiàn)(如圖4(a)的分段8)，段內的最小值反映了信號的頻譜幅度，在最小值抽取序列中表現為突出的尖峰(如圖4(b))。將最小值抽取序列作為二值圖像，通過(guò)形態(tài)學(xué)開(kāi)運算消除尖峰(圖4(b))，作為各段噪聲基底的估計值。插值后的噪聲基底估計值如圖4(c)所示。

　　由式(4)可知，求各段的最小值等價(jià)于用等于分段長(cháng)度的結構元素對分段數據做一次腐蝕運算。在對腐蝕運算選擇結構元素(1*M)即確定分段長(cháng)度M時(shí)，主要考慮將分段內的噪聲起伏控制在一定的范圍(如小于1dB)。

　　開(kāi)運算結構元素為線(xiàn)性結構元素1*M，M主要取決于存在的最寬信號所占的分段數K，即M≥K。結構元素的選擇與頻譜分段有密切的聯(lián)系，在可能的最大信號帶寬確定的條件下，分段長(cháng)度越短，結構元素的尺寸越大，實(shí)現起來(lái)越復雜。因此，在開(kāi)運算的計算開(kāi)銷(xiāo)允許的情況下盡量取較小的分段長(cháng)度。當結構元素為線(xiàn)性結構元素時(shí)，腐蝕運算等價(jià)于最小值濾波，膨脹運算等價(jià)與最大值濾波。實(shí)際實(shí)現時(shí)，開(kāi)運算可通過(guò)最大值濾波和最小值濾波級聯(lián)實(shí)現。

　　檢測門(mén)限估計

　　去掉噪聲基底的頻譜近似等于高斯白噪聲和信號的疊加，其中未疊加信號的頻譜近似保留了高斯白噪聲的特征。將3.1.1節噪聲基底估計的最小值抽取序列開(kāi)運算前后的結果做差，差的絕對值較小的所有分段內的譜線(xiàn)視為未疊加信號的譜線(xiàn)。因此可以采用N-Sigma方法對未疊加信號的譜線(xiàn)進(jìn)行處理來(lái)估計檢測門(mén)限。

　　如果己方的偵察設備可以提前獲知己方強信號的先驗知識，如：通信制式(定頻、跳頻)、干擾樣式(MFM、QPSK等)、通信頻率、通信帶寬等參數，檢測方法相對簡(jiǎn)單。假如不能獲得己方干擾信號的先驗知識，則通過(guò)信號強度的大小和預先設定的判決門(mén)限來(lái)判斷是否存在己方強信號。如果存在己方強信號，對己方強信號的帶寬、信號強度、通信制式、中心頻率進(jìn)行估計，如果己方通信信號為跳頻信號，還需要判斷出己方跳頻信號的跳頻范圍。

　　己方強信號的提取

　　文章采用數字FIR帶通濾波器對己方通信信號進(jìn)行提取。為了能夠最快速地設計出合適的FIR帶通濾波器，并盡可能降低處理復雜度，我們提出以?xún)山M預先設計好的FIR帶通濾波器組為基礎，來(lái)構造各種FIR帶通濾波器的方法，該方法如下。