開(kāi)關(guān)功率放大器的數字控制方案研究

0 引言
功率放大器在音頻功放、發(fā)射系統、伺服系統、聲納探測、振動(dòng)測試等很多領(lǐng)域都得到廣泛的應用。傳統的功率放大器采用線(xiàn)性放大電路，其效率較低(40％一60％)，且體積大，故應用領(lǐng)域受到限制。為了解決傳統功率放大器的缺點(diǎn)，開(kāi)關(guān)功率放大器應運而生。

目前國內外在高功率(5 kW以上)放大器系統設計中，為了滿(mǎn)足功率要求普遍使用IGBT為主的全橋逆變拓撲。相比之下，以MOSFET為功率器件的高功率放大器系統的設計方案只占少數，而且其開(kāi)發(fā)的控制方式不能夠很好地解決系統模塊間的均流控制，以及電容器中點(diǎn)電位控制等問(wèn)題。故急需開(kāi)發(fā)出以M0SFET為主的高功率放大器系統，以可靠地提高放大器系統的性能。本文提出了一種適合于高功率放大器系統模塊化使用的逆變單元，并詳細介紹了單元的拓撲和數字控制原理，實(shí)驗結果證明了它的良好性能。

1 主電路拓撲
傳統的兩電平全橋逆變拓撲應用于高功率放大器系統時(shí)，由于受到器件耐壓的限制，難以使用頻率較高的MOSFET，故系統性能無(wú)法有效提高。借鑒了已有的研究，我們采用了文獻提出的五電平二極管中點(diǎn)鉗位逆變拓撲(“Five―Level NPC Inverter”，以下簡(jiǎn)寫(xiě)為“FNI”)作為基礎功率單元。圖l所示為FNI電路。

這種FNI結構的基礎――NPC逆變拓撲，最早是由Nable-等人于1981年提出的。與傳統兩電平變換器相比，有以下優(yōu)點(diǎn)：在大功率系統中，將功率器件直接串聯(lián)使用而無(wú)須外加輔助電路；器件耐壓極限降至直流側電壓的一半，使器件的選取變得靈活；輸出波形中諧波成分相對于兩電平變換器大為減少，減輕了濾波環(huán)節負擔；負載上電壓紋波減小，抑止了電磁干擾問(wèn)題。

2 控制方式的比較與改進(jìn)
2.l 已有控制方案的介紹
文獻中Lau W H等開(kāi)發(fā)的控制方案的優(yōu)點(diǎn)在于提高模塊輸出的等效開(kāi)關(guān)頻率，抑止輸出諧波；缺點(diǎn)在于系統的輸入信號在經(jīng)過(guò)PWM調制后，仍不能作為驅動(dòng)信號使用，還須繼續進(jìn)行較繁瑣的計算，故不能很好地使用于現有的數字信號處理芯片。該方案的詳細分析請見(jiàn)文獻。

2.2 改進(jìn)的控制方案的原理
改進(jìn)后的控制方式首先將文獻中的載波頻率提高一倍至2fc，并調整其偏置后，再進(jìn)行PWM比較，如圖2所示調制后的信號即為驅動(dòng)信號。而且控制左右橋臂(Legl、Leg2)的載波相位相同，沒(méi)有文獻控制方式所要求的相位差，其好處在于避免系統在調整開(kāi)關(guān)頻率的同時(shí)還需要調整相位差，同時(shí)有利于系統調節直流側電容的中點(diǎn)電位。

比較圖2和文獻可以發(fā)現，開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)信號是相同的，所以輸出波形也一定是相同的。改進(jìn)后的控制策略能夠便捷地應用到數字信號處理芯片中，同時(shí)保留文獻控制方式的優(yōu)點(diǎn)。例如在DSP(TMS320LF2407)芯片上PWM的調制可以通過(guò)專(zhuān)職的事件管理模塊EVA及EVB直接完成，這樣大大降低了控制方式的實(shí)現難度。

改進(jìn)后的控制策略也有不足之處，就是也沒(méi)有提供解決直流側電容的中點(diǎn)電位不平衡問(wèn)題的方案。根據實(shí)驗結果可以發(fā)現，由于電路元件的固有電阻特性不對稱(chēng)所造成的電容中點(diǎn)電位的靜態(tài)誤差不能被忽略。圖9(f)為直流側電源為400 V時(shí)中點(diǎn)電位的情況，可以發(fā)現有13．2 V的靜態(tài)誤差。

2．3 中點(diǎn)電位不平衡的危害與解決方案
文獻分析了系統直流側中點(diǎn)電位漂移對輸出THD的影響，如圖3所示。圖3中的k值：，代表了中點(diǎn)的失衡程度。在其他工業(yè)用途中，由于對輸出波形畸變要求不高，中點(diǎn)的適當漂移是允許的。但是，在諸如功率放大器系統等對輸出波形質(zhì)量要求較高的應用中，中點(diǎn)不平衡可以成為輸出畸變的重要原因之一。為了克服中點(diǎn)不平衡帶來(lái)的輸出波形質(zhì)量下降，我們在改進(jìn)的控制方式中加入中點(diǎn)平衡控制，程序流程圖如圖4所示，中點(diǎn)平衡控制方案框圖如圖5所示。

中點(diǎn)平衡控制原理為，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)首先對直流側電容電壓采樣得到Kc1和Vc2(見(jiàn)圖1)，然后對Vc1和Vc2。的差值做PI運算。如果PI運算的結果為正，則和POSREF(系統能夠容忍的Vc1超過(guò)Vc2的最大值)比較，如果發(fā)現比較器的輸出為正，即意味著(zhù)中點(diǎn)的漂移情況較為嚴重。進(jìn)而檢測參考信號Vs的幅值，如果Vs的幅值為負時(shí)(表現為當O和Vs的幅值通過(guò)比較器后，輸出為正)，則將載波頻率提高為2fc；反之，如果電壓差值PI運算的結果小于NECREF，且參考信號Vs幅值為正，則將載波頻率提高為2fc；其他情況下，載波頻率維持fc不變。圖5中Switch模塊的功能是，如果模塊左面中間腳的輸入信號為正，則模塊的右面輸出同模塊左面最下腳輸入信號一致；如果模塊左面中間腳的輸入信號為零，則模塊的右面輸出同模塊左面最上腳輸入信號一致。

載波頻率確定后．將Vs函數值加載至DSP芯片事件管理器模塊中的比較單元，準備同載波進(jìn)行PWM調制。加載完成后即進(jìn)行中斷復位。

這種中點(diǎn)控制方式的本質(zhì)是通過(guò)調節載波的頻率來(lái)改變中點(diǎn)電流的流向。通過(guò)比較載波頻率加倍前后中點(diǎn)電流流向的仿真，我們可以得知：如果以參考信號Ks的頻率fs為參考，載波頻率加倍前，中點(diǎn)電流ineu的流向每周期內交替變化(見(jiàn)圖6)，變換的頻率為2fc；載波頻率加倍后，中點(diǎn)電流ineu的流向每周期內只改變一次(見(jiàn)圖7)，即變換的頻率為2fs。又因為后者中點(diǎn)電流的流向同參考信號Ks的幅值有關(guān)，所以在決定是否將載波頻率加倍前，需要檢測Vs幅值的正負。

比較圖8和圖2可知，當載波頻率加倍時(shí)，輸出波形同原來(lái)一致。在DSF(TMS320LF2407)芯片中，載波頻率只有在載波的幅值為O時(shí)才能改變；故載波無(wú)相位差可以使控制左右橋臂的載波頻率同時(shí)變化而對輸出波形無(wú)任何影響。

3 實(shí)驗驗證與結果
本文設汁了一個(gè)單模塊多電平電路的實(shí)驗模型，其具體的電路參數及規格如下：
輸出滿(mǎn)載功率 1 kW：
輸出頻率2 kHz；
直流側輸入電壓400 V：
基礎開(kāi)關(guān)頻率 100 kHz。

開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)信號由DSP提供，驅動(dòng)信號的PWM調制產(chǎn)生均在DSP內部完成。圖9和圖10分別為采用中點(diǎn)平衡控制前后的輸出波形和中點(diǎn)電位比較。

如圖9(e)和圖9(f)所示，采用中點(diǎn)平衡控制后，直流側電容電壓靜態(tài)誤差3．2V；采用中點(diǎn)平衡控制前，直流側電容電壓靜態(tài)誤差13.2V。

4 結語(yǔ)
本文分析了開(kāi)關(guān)功率放大器的拓撲和數字控制方案。在控制方案設計中，介紹了一種適合五電平二極管中點(diǎn)鉗位逆變拓撲的PWM控制技術(shù)，它能提高輸出的等效開(kāi)關(guān)頻率并降低直流側中點(diǎn)電位的漂移，提高系統輸出波形質(zhì)量。

文中的FNI功率模塊可以采用交錯并列的方式提高系統的總功率和輸出波形的電平數，這樣既達到了擴展系統功率等級的要求，又可以降低系統的輸出畸變，詳細分析請見(jiàn)文獻。

當然還有很多問(wèn)題需要解決，比如多電平逆變電路的死區補償問(wèn)題，以及多模塊問(wèn)的均流問(wèn)題等，這些都將作為下一步研究工作的重點(diǎn)。