兩線(xiàn)制4/20mA變送器的電路設計

3. 兩線(xiàn)制V/I變換器 V/I 變換器是一種可以用電壓信號控制輸出電流的電路。兩線(xiàn)制V/I變換器與一般V/I變換電路不同點(diǎn)在：電壓信號不是直接控制輸出電流，而是控制整個(gè)電路自身耗電電流。同時(shí)，還要從電流環(huán)路上提取穩定的電壓為調理電路和傳感器供電。附圖是兩線(xiàn)制V/I變換電路的基本原理圖：圖中OP1、Q1、R1、R2、Rs構成了V/I變換器。分析負反饋過(guò)程：若A點(diǎn)因為某種原因高于0V，則運放OP1輸出升高，Re兩端電壓升高，通過(guò) Re的電流變大。相當于整體耗電變大，通過(guò)采樣電阻Rs的電流也變大，B點(diǎn)電壓變低（負更多）。結果是通過(guò)R2將A點(diǎn)電壓拉下來(lái)。反之，若A點(diǎn)因某種原因低于0V，也會(huì )被負反饋抬高回0V?？傊?，負反饋的結果是運放OP1虛短，A點(diǎn)電壓＝0V。下面分析Vo對總耗電的控制原理：假設調理電路輸出電壓為Vo，則流過(guò)R1的電流 I1=Vo/R1 運放輸入端不可能吸收電流，則I1全部流過(guò)R2，那么B點(diǎn)電壓 VB= -I1*R2 = -Vo*R2/R1 取R1=R2時(shí)，有VB=-Vo 電源負和整個(gè)便送器電路之間只有Rs、R2兩個(gè)電阻，因此所有的電流都流過(guò)Rs和R2。R2上端是虛地（0V），Rs上端是GND。因此R2、Rs兩端電壓完全一樣,都等于VB 。相當于Rs與 R2并聯(lián)作為電流采樣電阻。因此電路總電流： Is=Vo/(Rs//R2) 如果取R2>>Rs，Is=Vo/Rs 因此，圖3中取Rs=100歐，當調理電路輸出0.4~2V的時(shí)候，總耗電電流4~20mA. 若不能滿(mǎn)足R2>>Rs也沒(méi)關(guān)系，Rs與 R2并聯(lián)（Rs//R2）是個(gè)固定值，Is與Vo仍然是線(xiàn)性關(guān)系，誤差比例系數在校準時(shí)可以消除。除了電路正確以外，該電路正常工作還需要2個(gè)條件：首先要自身耗電盡量小，省下的電流還要供給調理電路以及變送器。其次要求運放能夠單電源工作，即在沒(méi)有負電源情況下，輸入端仍能夠接受0V輸入，并能正常工作。 LM358/324是最常見(jiàn)也是價(jià)格最低的單電源運放，耗電400uA/每運放，基本可以接受。單電源供電時(shí)，輸入端從-0.3V~Vcc-1.5V范圍內都能正常工作。如果換成OP07等精密放大器，因為輸入不允許低至0V，在該電路中反而無(wú)法工作。 R5和U1構成基準源，產(chǎn)生2.5V穩定的基準電壓。LM385是低成本的微功耗基準，20uA以上即可工作，手冊上給出的曲線(xiàn)在100uA附近最平坦，所以通過(guò)R5控制電流100uA左右。OP2構成一個(gè)同向放大器，將基準放大，向調理電路及傳感器供電。因為寬輸入電壓、低功耗的穩壓器稀少，成本高；將基準放大作為穩壓電源是一個(gè)廉價(jià)的方案。該部分電路也可以選擇現成的集成電路。比如XTR115/116/105等，精度和穩定性比自制的好，自身功耗也更低（意味著(zhù)能留更多電流給調理電路，調理部分更容易設計）。但成本比上述方案高10倍以上.

4. 兩線(xiàn)制壓力變送器設計壓力橋、稱(chēng)重傳感器輸出信號微弱，都屬于mV級信號。這一類(lèi)小信號一般都要求用差動(dòng)放大器對其進(jìn)行第一級放大。一般選用低失調、低溫飄的差動(dòng)放大器。另外在兩線(xiàn)制應用中，低功耗也是必需的。AD623是常用的低功耗精密差動(dòng)放大器，常用在差分輸出前級的放大。 AD623失調最大200uV，溫飄1uV/度，在一般壓力變送應用保證了精度足夠。 R0將0.4V疊加在A(yíng)D623的REF腳（5腳）上，在壓力=0情況下通過(guò)調整R0使輸出4mA，再調整RG輸出20.00mA，完成校準。電路設計時(shí)需注意，壓力橋傳感器相當于一個(gè)千歐級的電阻，耗電一般比較大。適當降低壓力橋的激勵電壓可以減小耗電電流。但是輸出幅度也隨之下降，需要提高 AD623的增益。圖6給出的傳感器采用恒壓供電，實(shí)際應用中大部分半導體壓力傳感器需要恒流供電才能獲得較好的溫度特性，可以用一個(gè)運放構成恒流源為其提供激勵。