數字電視發(fā)射機中功率放大器的設計

關(guān)鍵詞：功率放大器 匹配 增益

數字電視地面廣播技術(shù)采用數字壓縮技術(shù)，在同樣清晰度和音質(zhì)情況下，用戶(hù)可以接收的節目數量提高４～６倍。同一信道中，可同時(shí)傳輸附加數據和其他信息，且抗干擾能力強，覆蓋區域內近場(chǎng)和遠場(chǎng)的接收效果幾乎相同，因此，數字電視受到了廣泛的關(guān)注。

歐美一些國家對數字電視技術(shù)的研究較為深入，已研制出了性能完善的數字電視信號發(fā)射機。我國數字電視技術(shù)的研究起步相對較晚，還處在實(shí)驗階段。為降低成本，數字電視發(fā)射機的國產(chǎn)化是我國廣播電視行業(yè)發(fā)展的必然趨勢。

功率放大器是數字電視發(fā)射機中的重要組成部分。通常情況下，數字電視發(fā)射機中的信號經(jīng)ＣＯＦＤＭ方式調制后輸出中頻模擬信號，通過(guò)上變頻送入放大部分。該調制方式包括ＩＦＦＴ（８Ｍ）和ＩＦＦＴ（２Ｍ）兩種模式，分別由６８１７和１７０５個(gè)載波組成。每個(gè)載波之間的頻率間隔非常近，所以交調信號很容易落在頻帶內，引起交調失真。數字電視的發(fā)射機較傳統類(lèi)型，在線(xiàn)性度、穩定性等方面有著(zhù)更高的要求。對發(fā)射機中的功率放大器要求必須工作在較高的線(xiàn)性狀態(tài)下，增益穩定。

發(fā)射系統的放大部分分為激勵和主放大電路。其中激勵部分為寬帶功率放大器，為確保地面數字電視傳輸的正常穩定，需要具有良好的穩定性和可靠性，其工作頻段在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，工作狀態(tài)為ＡＢ類(lèi)；要求增益大于１０ｄＢ，交調抑制小于－３５ｄＢ，噪聲功率密度大于１３０ｄＢｃ／Ｈｚ。本文采用最新的ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件，及平衡放大電路結構?熏設計數字電視發(fā)射機中的驅動(dòng)級功率放大器，經(jīng)過(guò)優(yōu)化和調試，滿(mǎn)足系統要求。

圖2 輸入匹配網(wǎng)絡(luò )拓撲圖

１ 功率放大器設計

１．１功率放大器的放大芯片選型

本文采用摩托羅拉ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ器件ＭＲＦ３７３作為功放的放大芯片。該芯片在線(xiàn)性、增益和輸出能力上相對于ＢＪＴ器件有較大的提升，使發(fā)射機的可靠性和可維護性大大提高。與傳統的分米波雙極型功放管相比，ＬＤＭＯＳ ＦＥＴ具有以下顯著(zhù)優(yōu)點(diǎn)：

可以在高駐波比（ＶＳＷＲ＝１０：１）情況下工作；

增益高（典型值１３ｄＢ）；

飽和曲線(xiàn)平滑，有利于模擬和數字電視射頻信號放大；

可以承受大的過(guò)驅動(dòng)功率，特別適用于ＤＶＢ－Ｔ中ＣＯＦＤＭ調制的多載波信號；

偏置電路簡(jiǎn)單，無(wú)需復雜的帶正溫度補償的有源低阻抗偏置電路。

圖3 輸出匹配網(wǎng)絡(luò )拓撲圖

ＬＤＭＯＳ制造工藝結合了ＢＰＴ和砷化鎵工藝。與標準ＭＯＳ工藝不同的是，在器件封裝上，ＬＤＭＯＳ沒(méi)有采用ＢｅＯ氧化鈹隔離層，而是直接硬接在襯底上，導熱性能得到改善，提高了器件的耐高溫性，大大延長(cháng)了器件壽命。由于ＬＤＭＯＳ管的負溫效應，其漏電流在受熱時(shí)自動(dòng)均流，而不會(huì )象雙極型管的正溫度效應在收集極電流局部形成熱點(diǎn)，從而管子不易損壞。所以ＬＤＭＯＳ管大大加強了負載失配和過(guò)激勵的承受能力。同樣由于ＬＤＭＯＳ管的自動(dòng)均流作用，其輸入－輸出特性曲線(xiàn)在１ｄＢ壓縮點(diǎn)（大信號運用的飽和區段）下彎較緩，所以動(dòng)態(tài)范圍變寬，有利于模擬和數字電視射頻信號放大。ＬＤＭＯＳ在小信號放大時(shí)近似線(xiàn)性，幾乎沒(méi)有交調失真，很大程度簡(jiǎn)化了校正電路。ＭＯＳ器件的直流柵極電流幾乎為零，偏置電路簡(jiǎn)單，無(wú)需復雜的帶正溫度補償的有源低阻抗偏置電路。

１．２ 電路結構選擇及比較

小信號Ｓ參數可以用于甲類(lèi)放大器的設計，也就是要求信號的放大基本限制在晶體管的線(xiàn)性區域。然而，涉及到大功率放大器時(shí)，由于放大器工作在非線(xiàn)性區，所以小信號通常近似無(wú)效。此時(shí)必須求得晶體管的大信號Ｓ參數或阻抗，以得到合理的設計效果。

一般說(shuō)來(lái)，甲類(lèi)工作狀態(tài)失真系數最小，具有良好的線(xiàn)性度。但是在大功率應用情況下，由于甲類(lèi)工作狀態(tài)的效率低（５０％）而不適用。采用甲乙類(lèi)推挽放大器的電路形式，可以得到與甲類(lèi)放大器相近的線(xiàn)性指標。

推挽電路形式由兩個(gè)獨立且無(wú)任何內部連接的單管放大器構成，通過(guò)兩個(gè)巴倫進(jìn)行功率的矢量分配與合成。由于巴倫本身具有變阻的特點(diǎn)，因此大大降低了變阻比帶來(lái)的阻抗匹配的困難，且巴倫對于偶次諧波具有很好的抑制作用。但是由于巴倫兩邊間隔過(guò)小，兩路相互影響較大，所以應用巴倫結構的放大器穩定性較差，且該電路的輸入和輸出駐波比較差。

本文采用平衡放大器的形式，結構如圖１所示。其工作原理與巴倫結構的電路相似，但是由于３ｄＢ電橋的應用，使得兩路射頻信號之間隔離較好，有利于兩個(gè)端口的匹配。相對于單管放大器結構，其優(yōu)點(diǎn)如表１。

表1 平衡放大器與單管放大器特性比較

１．３ 匹配網(wǎng)絡(luò )設計

由于ＭＲＦ３７３沒(méi)有提供內匹配，所以要在放大電路中構建匹配網(wǎng)絡(luò )。數字電視反射系統中的放大電路工作在４７０ＭＨｚ～８６０ＭＨｚ，需要在寬頻帶范圍內實(shí)現阻抗匹配。寬帶放大器匹配電路設計的基本思想是：在放大器的輸入輸出及級間都采用電抗匹配網(wǎng)絡(luò )進(jìn)行多級阻抗變換。該網(wǎng)絡(luò )只起匹配作用，不額外損耗功率，可以保證最大的傳輸系數，對器件特性起均衡作用，并可以滿(mǎn)足系統所需要的帶寬要求。

使用器件的ＩＶ曲線(xiàn)或者通過(guò)輸出功率、工作電壓等參數可以確定負載ＲＬ。為使輸出功率最大，用ＲＬ表示器件的內部漏極負載，以此作為輸出匹配電路的目標。如果一個(gè)網(wǎng)絡(luò )對一個(gè)復阻抗有最佳匹配，則網(wǎng)絡(luò )的輸出阻抗等于負載阻抗的復數共軛值?，F在的負載阻抗是純實(shí)數ＲＬ，所以最佳輸出匹配電路反映到器件漏極負載的阻抗是ＲＬ的復數共軛值，即：

ＲＬ＝（ＶＤＤ－ＶＤＳ（ｓａｔ））２／２Ｐ

其中ＶＤＤ是工作電壓，ＶＤＳ（ｓａｔ）是拐點(diǎn)電壓，Ｐ是輸出功率。

根據上式可以算出，ＭＲＦ３７３的ＲＬ大約為６Ω。

本文中的放大電路采用分離元件和分布參數元件混合使用的方法。由于電感比電容有更高的熱損耗，所以在此類(lèi)電路中通常避免使用電感，而使用高阻抗的傳輸線(xiàn)代替?；旌项?lèi)型的匹配網(wǎng)絡(luò )通常包括幾段串連的傳輸線(xiàn)以及間隔配置的并聯(lián)電容。該放大器的輸入匹配部分采用了四節連阻抗變換，輸出匹配采用五節連阻抗變換的混合電路形式。輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò )拓撲圖如圖２、圖３所示。

２ 電路優(yōu)化與仿真結果

由于數字電視發(fā)射系統要求放大電路必須工作在線(xiàn)性放大狀態(tài)，可以用小信號Ｓ參數法分析。借助器件廠(chǎng)商提供的小信號Ｓ參數文件，可以用ＡＤＳ對整個(gè)電路進(jìn)行小信號Ｓ參數仿真，得到小信號增益、端口匹配、隔離及穩定因子Ｋ。表２為ＭＲＦ３７３在（Ｖｃｅ＝２６Ｖ、Ｉｃ＝５００ｍＡ）下的Ｓ參數。

表2 MRF373在（Vce=26V Ic=500mA）下的S參數

用ＡＤＳ進(jìn)行電路仿真并不能達到設計要求，需在此基礎上進(jìn)行電路優(yōu)化。當只有小信號Ｓ參數作為模型來(lái)設計功率放大器時(shí)，電路優(yōu)化的步驟一般為：首先盡可能以ＲＬ（相對最大輸出功率的負載電阻）匹配為目標，優(yōu)化和確定輸出匹配電路元件值；然后再優(yōu)化輸入匹配電路的元件值，改善增益和輸入匹配電路。需要注意的是：在優(yōu)化前，必須得到盡可能完整的輸出電路模型，然后在工作頻率下對其優(yōu)化，達到與ＲＬ的最佳匹配。圖４為放大電路的仿真結果，圖５為電路最終優(yōu)化結果。

３ 測試結果

經(jīng)過(guò)大量實(shí)驗和反復調試，實(shí)測結果如圖６所示。該驅動(dòng)級放大器工作于線(xiàn)性狀態(tài)。由圖６增益曲線(xiàn)圖可知，整個(gè)頻帶內增益平坦，為１２ｄＢ左右，與仿真結果大致一樣?；夭〒p耗小于１５ｄＢ，帶內駐波比小于１．３。輸入功率２瓦時(shí)，用功率計測得輸出功率２５Ｗ，信號幅度穩定，其交調抑制小于－３５ｄＢ。各項指標滿(mǎn)足系統要求，與國外同類(lèi)數字電視發(fā)射機中放大器的指標接近，成本大大降低，為今后數字電視發(fā)射機的國產(chǎn)化研制奠定了基礎。