開(kāi)關(guān)電源功率因數校正的DSP實(shí)現

式中：ω是濾波頻率的角速度；

Q值按不同的要求確定。

離散化可以由Matlab的sysd=c2d(sys,Ts)方程方便地實(shí)現。圖3所示的就是所設計濾波器的Matlab模擬圖，其中ω=628，Q=20。

圖3 數字陷波器的Matlab模擬

4 DSP實(shí)現

我們采用TI公司的16位芯片TMS320LF2407A來(lái)實(shí)施控制方案。這款芯片專(zhuān)門(mén)用于數字控制的2000系列，采用哈佛結構的CPU和4級流水性操作的程序控制，運行速度是40MIPS（即25ns的指令周期）。它具有544字節的DARAM，2k的SARAM，32k的FLASH，2個(gè)事件管理單元，16路10bit、轉換時(shí)間500ns的A/D轉換，最多16路的PWM輸出等片內資源。

對電流回路和電壓回路，我們分別采取20kHz和10kHz的控制頻率。兩個(gè)中斷程序被用來(lái)完成PFC的數字控制，中斷程序int2負責3個(gè)輸入的采樣及電流回路的PI控制，另一個(gè)中斷程序int3負責電壓回路的PI控制及陷波濾波。圖4是主程序控制流程圖，圖5是采樣周期圖。其中int2的中斷優(yōu)先級高于int3，所以若int3沒(méi)完成，而int2中斷發(fā)生時(shí)，int3將懸掛直到int2中斷程序運行結束才繼續運行。因為電壓回路的變化比較緩慢，所以一個(gè)周期的延時(shí)不會(huì )影響控制效果。設置比較控制寄存器，在T1下溢的時(shí)候寫(xiě)入新的比較值，結合通用定時(shí)器周期寄存器T1PR的值，產(chǎn)生新的占空比的PWM波，控制與之相連的開(kāi)關(guān)管的動(dòng)作。從圖5中我們也可以注意到，int2的中斷程序（包括3個(gè)采樣和一個(gè)PI程序）必須在半個(gè)電流采樣周期，即25μs之內完成。根據前面給出的DSP的性能指標，這個(gè)目標完全可以達到。

圖4 主程序流程圖

圖5 采樣周期圖

另外，在實(shí)際應用中，采用的是積分分離的PI算法，把PI的輸出值限定在一定的范圍之內，避免使系統產(chǎn)生很大的超調量而引起系統振蕩。還加入了軟啟動(dòng)程序，在程序剛開(kāi)始的時(shí)候逐步加大Vref的值，從而達到開(kāi)關(guān)電源的軟啟動(dòng)要求。

因為像Kp，Ki及濾波器系數等這些參數都是浮點(diǎn)數，而所用的是16位的芯片，所以用DSP實(shí)現以上算法，還需要解決浮點(diǎn)數和定點(diǎn)數之間相互轉換的問(wèn)題?？梢杂貌煌腝n值來(lái)表達不同范圍和精度的浮點(diǎn)數，其中n表示16位中小數點(diǎn)之后的位數。例如，Q0可表示－32768到32767的整數，而Q15可表達－1到0.9999695之間精度為1/32768的實(shí)數[2]。不同的Qn值之間需要經(jīng)過(guò)移位，轉換為相同的位數才能進(jìn)行比較和加減運算。

5 實(shí)驗結果

程序編譯通過(guò)后，燒入片內f(wàn)lash，外加簡(jiǎn)單的外圍電路，就可以進(jìn)行實(shí)驗驗證了。我們采用的是Boost電路的拓撲結構，接電阻負載，輸入電壓220V,輸出電壓385V，得到的輸入電壓電流波形如圖6所示。用功率表測得PFC電路的輸入功率為545W，輸出功率為513W,可以計算出PFC電路變換效率為94.1％。在相同測試條件下，用功率因數表測得的PFC電路的功率因數為0.983。圖7所示的是軟啟過(guò)程。

圖6 BOOSTPFC電路輸入電壓電流圖

圖7 軟啟動(dòng)波形圖

6 結語(yǔ)

本文探討了開(kāi)關(guān)電源功率因數調整的全數字實(shí)現方案，實(shí)驗證明了該方案的可行性。目前，對開(kāi)關(guān)整流器件采用DSP控制的研究開(kāi)展的還不多，主要是由于相對于專(zhuān)用的集成芯片DSP的價(jià)格比較高昂，而且成熟的控制算法難以獲得。然而，隨著(zhù)DSP芯片價(jià)格的不斷降低和控制算法的研究不斷深入，相信開(kāi)關(guān)整流器件數字控制的時(shí)代很快就會(huì )到來(lái)。