AD834用于直流至500MHz應用

該電路的帶寬由封裝電容和電感限制。在8引腳cerdip封裝中，由于封裝諧振，乘法器響應通常在500 MHz開(kāi)始上升，在800 MHz到達峰值，然后滾降。輸入端的24.9 電阻抑制諧振，產(chǎn)生在800 MHz前基本平坦的響應。(表貼封裝AD834的封裝電感不同。)圖4顯示了整個(gè)頻率范圍內三種不同功率電平的結果，使用圖5所示的測試配置。

忽略與高阻抗輸入串聯(lián)的24.9 電阻，圖3所示均方電路的輸入電阻為50 .由于滿(mǎn)量程輸入范圍為±1 V,在正弦輸入假設下，50Ω輸入負載的最大可測量功率為10 mW(20 dBm)。

圖4. 均方電路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm輸入功率電平下的頻率響應

圖5. 測試配置

為獲得更大的輸入范圍，輸入端具有50Ω串聯(lián)電阻的分壓器將縮減AD834上的電壓，同時(shí)維持適當的端接電阻。例如，如果將輸入信號施加于與5Ω接地電阻串聯(lián)的45 Ω電阻，則從分壓器中間節點(diǎn)截取AD834輸入將給輸入信號帶來(lái)20 dB的衰減，同時(shí)維持50Ω (45Ω + 5 Ω)的端接電阻。

低功率信號的檢測受限于運算放大器的直流失調和共模抑制。例如，運算放大器內僅存在1 mV失調時(shí)，對應于50Ω兩端22.4 mV rms的-20 dBm信號將產(chǎn)生4.5%的誤差。如果AD834 X通道失調僅為2 mV,可產(chǎn)生10%的誤差。

均方根-直流轉換器

均方根（rms）電路（圖6）不僅僅是在上述均方檢波器電路后添加平方根電路。頻率響應由前端平方器和輸出濾波器決定。根據均方說(shuō)明，平方器在超過(guò)500 MHz后起作用，而較低的-3 dB頻率響應為340 Hz （100Ω和4.7iF）。請注意，輸入端的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )決定滿(mǎn)量程輸入電壓為±2 V峰值。

平方根函數通過(guò)在A(yíng)D711運算放大器的反饋環(huán)路內對AD834求平方來(lái)執行。2N3904晶體管起緩沖器的作用。用于平方根部分的AD834緩沖輸出與X和Y通道輸入間的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò )（兩個(gè)100Ω）決定輸出調整為±2 V滿(mǎn)量程。

對兩個(gè)AD834的輸出求電流差。由于激光調整后AD834輸出信號電流縮放具有高精度，可實(shí)現精確的輸出求差和求和。AD711迫使兩個(gè)AD834信號電流間的差異趨于零。零點(diǎn)校準中的任何誤差會(huì )在兩個(gè)100Ω上拉電阻兩端產(chǎn)生電壓。

通過(guò)15 kΩ、85 kΩ和0.1uF網(wǎng)絡(luò )執行額外濾波和電平轉換后，殘余誤差由整個(gè)AD711開(kāi)環(huán)增益放大。放大后的誤差信號迫使反饋環(huán)路內AD834的輸出匹配均方AD834的輸出。當均方根電路輸出等于電路輸入均方函數的平方根以及均方根函數時(shí)，誤差歸零。

小信號電平下電路的精度受限于不可避免的失調電壓。雖然均方函數的標稱(chēng)0 V輸入（1 mV誤差）產(chǎn)生1 uV輸出誤差，同樣的輸入誤差通過(guò)平方根電路卻可產(chǎn)生31.6 mV的輸出誤差。

圖6.直流至500 MHz均方根-直流轉換器

直流耦合VCA應用

如果無(wú)法排除AD834的直流響應，由于高速運算放大器共模范圍通常不足，必須使用某一形式的無(wú)源或有源電平轉換。以下應用顯示了在寬帶電壓控制放大器方案中使用有源或無(wú)源電平轉換電路的情形。

使用無(wú)源電平轉換的直流至60 MHz電壓控制放大器圖7顯示了使用無(wú)源網(wǎng)絡(luò )作為電平轉換器的電路示意圖。

此處選擇的運算放大器為AD5539.

圖7.使用無(wú)源電平轉換的直流至60 MHz電壓控制放大器

AD5539使用與AD834相同的工藝構建，在高閉環(huán)增益下提供2 GHz的增益帶寬積。與大多數運算放大器不同，AD5539擁有接地引腳和全NPN輸出級，以"A類(lèi)"方式工作以實(shí)現器件的高速度（參見(jiàn)圖8）。更細致的考察顯示，輸出節點(diǎn)與輸入間以及這些電壓與地之間存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常規屬性在使用時(shí)需要特別小心。

圖8. ADS539運算放大器原理示意圖

首先考慮A類(lèi)輸出級的后果。大多數運算放大器中，負載上的輸出既可"上拉"也可"下拉"，但NPN發(fā)射極-跟隨器輸出級只能上拉。AD5539具有2 k的內部下拉電阻（R11），僅可供應2或3毫安的電流。通用高速乘法器擺幅至少必須能夠達到±1 V，同時(shí)驅動(dòng)最低50 的負載電阻。在此輸出電平下，負載電流為±20 mA，因此必須通過(guò)外部下拉電阻供應。事實(shí)上，下拉電流必須遠大于該值，且需要仔細考慮。

圖9顯示了計算方法。425 mV電壓源為"IBRC"，即AD834的穩定電流8.5 mA乘以負載電阻RC，此處設置為50Ω。當滿(mǎn)量程輸出電流為+4 mA時(shí)，圖9（a）中的200 mV電源為"IWRC"發(fā)生器。由此計算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

接下來(lái)計算W2處的電壓。由于理想運算放大器的輸入電流為零，W2上無(wú)負載，電壓為V2乘以125/（125 + 50）的衰減比，即4.125 V.由于理想運算放大器的輸入電壓為零，W1處于相同電壓下，因此現在可以計算出上部50 電阻中的電流為（5.375-4.125）/50 mA，即25 mA.同樣，運算放大器輸入端基本上無(wú)電流，因此25 mA全部流入125 的反饋電阻，從而在兩端產(chǎn)生3.125 V的壓降。最后，用W1處的電壓（4.125 V）減去此壓降，計算出輸出為+1 V.

注意此時(shí)的結果有些出乎意料：盡管20 mA的電流流入負載，25 mA的較大電流卻流入反饋電阻！這一異常事件狀態(tài)是由于將比例因子減小至預期值所需的反饋電阻具有極低值，并且AD834輸出端所需的相對較大電壓確保了輸出W1和W2的正確偏置。因此，即使負載僅需20 mA的源電流，仍需要在下拉電阻RP內提供至少5 mA，以偏置AD5539內的輸出發(fā)射極-跟隨器。當AD834的輸出電流反向時(shí)情況變得更嚴重，因為現在需要在50負載中提供20 mA吸電流，而且反饋電阻兩端的電壓更高了。

這一情況如圖9（b）所示。計算過(guò)程與前述相同，我們發(fā)現，反饋電阻內的電流現為39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的負載電流，并在反饋路徑內另外提供大約40 mA，同時(shí)兩端電壓為5 V.這要求RP = 83Ω。實(shí)際上，該值應略低一些，以防止壓擺率限制下降時(shí)間。另外，反饋電阻將從125Ω升至133Ω，以在上述大負載條件下補償AD5539的有限增益。如果求50Ω負載、70Ω下拉電阻和約150Ω有效反饋電阻的并聯(lián)和，放大器上的實(shí)際負載僅為24 ！

AD5539在大于5的未補償增益下性能穩定，此電路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10Ω網(wǎng)絡(luò )通過(guò)放棄足夠的開(kāi)環(huán)增益執行補償，以便在驅動(dòng)50Ω負載時(shí)實(shí)現穩定的性能。對于更高的阻抗負載，可能需要減少10Ω補償電阻。

圖9.用于計算下拉電阻值的等效電路

節點(diǎn)W1和W2之間是電平轉換網(wǎng)絡(luò )，平均電壓約為+4 V，連接至接近地電壓的AD5539輸入端。采用所示值，運算放大器輸入設置為稍低于地電壓（約-460 mV）。該網(wǎng)絡(luò )將低頻開(kāi)環(huán)增益減半，當AD5539輸入端存在失調電壓時(shí)這對直流精度有一些影響。如果輸出失調較為重要，應插入與3.74 k電阻串聯(lián)的500 電位器，并且將滾動(dòng)條設置為-6 V.

接著(zhù)將X和Y輸入設置為零，調節零輸出。

另外請注意，AD834上的"內部"引腳X1和Y2應接地，以便將高頻饋通降至最低；通過(guò)切換W1和W2校正X輸入端的最終反相。

圖10顯示當輸入脈沖施加于X輸入以及Y輸入設置為+1 V時(shí)的脈沖響應，指示6 ms的上升時(shí)間。

圖10.直流至60 MHz電壓控制放大器的脈沖響應

圖11顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網(wǎng)絡(luò )分析儀上截取的一組頻率