寬帶放大器的設計方法以及仿真

　　圖4：3級分布式放大器的版圖(包括180μm柵寬的增強型測試建模管和一個(gè)300μm柵寬的耗盡型測試建模管)。

　　一個(gè)典型的分布式放大其中有一半的功率被輸出傳輸線(xiàn)的50歐負載所吸收，為了提高輸出效率，人們通常采用一些技巧，如漸縮型傳輸線(xiàn)方法。本設計采用了50歐姆輸入輸出線(xiàn)，為了減少DC功率的消耗，該傳輸線(xiàn)的一端的50歐姆終結負載和一個(gè)較大的電容(25pF)串聯(lián)后，再通過(guò)通孔接地，這樣既能保證射頻信號接地，又能實(shí)現隔直流的效果。漏極較大的直流供電電流只流經(jīng)低阻抗的電感元件，而不是50歐的終結負載(如圖5)，這樣可以有效的減小50歐終結電阻上的功耗。這里漏極電感的大小也是一個(gè)重要的設計參數，該電感直接影響電路在1GHz附近的低頻滾降速度，如果增大電容將會(huì )減小滾降速度，但是同時(shí)會(huì )增加串聯(lián)電阻，從而提高直流功耗，而且較大的電感也會(huì )增大版圖面積。

　　在提交產(chǎn)線(xiàn)流片之前，各設計還必須經(jīng)過(guò)嚴格的設計規則檢查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC設計課程開(kāi)始，約翰·霍普金斯大學(xué)就采用ICED(ICEDitor)軟件，并采用TriQuint提供的DRC規則進(jìn)行設計規則檢查。另外還使用了“版圖轉電路圖”LVS(Layout Versus Schematic)工具進(jìn)一步比較從ADS中提取出來(lái)的網(wǎng)表是否符合ICED軟件中的實(shí)際電氣連接。有時(shí)設計雖然能通過(guò)DRC檢查，但是仍然會(huì )有一些致命的錯誤，只有LVS工具才能發(fā)現這些問(wèn)題。新版本的ADS已經(jīng)具備內置的連接性檢查功能，可以排除一些連接性錯誤，但是外部的LVS檢測仍然是很有必要的。

　　圖5：分布式放大器電路的直流等效電路，可以看出流經(jīng)電感L35的電流只引起很小的壓降。

　　圖6：實(shí)測的輸出功率和效率結果。
　表1：PHEMT分布式放大器在3.3V電壓和25mA電流偏置下的各項指標實(shí)測結果。

　　圖6和表1是整個(gè)電路的實(shí)際測試結果?？梢钥吹皆?.3V的24mA直流供電下，該電路達到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的輸出功率。噪聲系數的實(shí)測值和仿真值也很接近(圖7)，在5到6GHz頻段，噪聲系數僅為2dB，這在具備1~10GHz的10倍頻程(decade)帶寬的電路中算是很出色的表現了。54平方密爾(mil-square)的芯片上還放置了很多其它器件，包括一個(gè)設計中采用的6×30μm增強型PHEMT測試建模管。在3V和3.3 V電壓下，8~9mA電流時(shí)，分別測試了這個(gè)模型管，并將其S參數用于電路進(jìn)行二次仿真。圖8為該PHEMT模型管的版圖。圖9和圖10則是針對測試管的實(shí)測和仿真數據的比較。由于測試的參考面不同，測試模型管的寄生參數和實(shí)際電路中使用的晶體管有微小的區別，正是這些巨別導致了測試值和再仿真結果(使用ADS和Sonnet軟件)在高頻段有一些差別。對以單獨的6×30μm模型管而言，其實(shí)測值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。

　　圖7：使用噪聲分析儀測試的增益和噪聲系數，和ADS仿真的結果對比。

　　圖8：6×30μm柵寬的增強型PHEMT測試建模管的版圖。

　　圖9：實(shí)測的(藍色)增強型PHEMT測試建模管的前向傳輸參數S21和仿真結果(紅色)的對比。

　　MMIC建模非常復雜，例如，在仿真時(shí)是否可以忽略互連線(xiàn)的影響。忽略互連線(xiàn)可以極大的簡(jiǎn)化設計，而且在2.4GHz以下，互聯(lián)的影響很小。通常這些互聯(lián)微帶線(xiàn)的模型都是在其長(cháng)度超過(guò)幾倍襯底厚度的情況下建模的，而實(shí)際MMIC設計中很少會(huì )發(fā)生這種情況。典型的微帶線(xiàn)模型一般都會(huì )高估其長(cháng)度(即電感)效應。另外，還要考慮是否需要一個(gè)電磁仿真，以確保原始設計中忽略的寄生參數不會(huì )有太大的影響。除非設計者確實(shí)想壓縮版圖面積，否則采用3到5倍的線(xiàn)寬(而不是3到5倍的襯底厚度)做為元件間隔，一般都不會(huì )有問(wèn)題。