3．1～5．2 GHz超寬帶可變增益低噪聲放大器設計

在小信號圖中，gm2為M2管的跨導，gm3為M3的跨導，流入M1的電流為流入M2和M3的電流之和?？梢缘贸觯?br /> gm1=gm2+gm3 (4)
第一級放大器的增益：Av=gm(R／RL)，其中g(shù)m為電路的整體跨導，RL為等效負載阻抗，R為從輸出端看進(jìn)去的電路的阻抗。通過(guò)小信號分析：

從式(5)看出，電路的跨導僅由M3的跨導決定，因而可以通過(guò)直接控制gm3來(lái)實(shí)現增益的可變。電路的增益為：

從式(6)中可以看出，控制管的變化也影響到了輸出電阻，因此，為了實(shí)現特定的增益，需要適當的設定M3的寬長(cháng)比。
本文設置了3個(gè)不同的增益，并且實(shí)現了5 dB的步長(cháng)，通過(guò)G[210]來(lái)控制M3的跨導，詳細增益列表如表1所示。

1．3 LNA噪聲分析
對于一個(gè)級聯(lián)系統，第一級電路的噪聲性能對整個(gè)電路的噪聲系數影響很大，因而主要分析第一級電路的噪聲系數。通過(guò)優(yōu)化電路參數、忽略電感的寄生電阻效應，本文的CG—LNA總的噪聲因子可以近似表示為：

從式中可以看出，增大負載RL可以降低電路的噪聲系數，但是過(guò)大的增加RL會(huì )減小電流，同為了保證恒定的跨導，需要增加管子的尺寸，同時(shí)，增加RL也會(huì )將第一級的輸出電壓降低。給定，針對0．18μm下的MOSFET，假設ωT=2π*80 GHz，電阻的取值分別為Rs=50 Ω，RL=200 Ω。當頻率從1 GHz增加到6 GHz時(shí)，根據式(7)計算所得的噪聲系數為4．9～5．3 dB，這和仿真結果較為近似。

2 仿真結果與討論
采用TSMC提供的0．18μm RF CMOS工藝進(jìn)行模擬仿真。圖4是LNA S21的仿真結果。在3．1～5．2 GHz的帶寬內，LNA能夠獲得非常平坦的增益特性，共有3種增益模式：10．4 dB，4．9 dB，-1 dB，控制步長(cháng)約為5 dB，帶內增益波動(dòng)小于0．5 dB。圖5是LNA輸入輸出回波損耗(S11，S22)的仿真結果。S11和S22在整個(gè)頻段內均小于-15 dB，匹配性能良好。圖6是LNA IIP3的仿真結果。在輸入信號為4 GHz時(shí)，IIP3為-0．5 dB。圖7是LNA的噪聲性能，在整個(gè)工作頻段內的最低噪聲為4．6 dB，噪聲系數在高頻段惡化的主要原因在于器件寄生的噪聲性能會(huì )隨頻率升高而逐漸惡化，此外，由于電路設計時(shí)需要在各方面與噪聲進(jìn)行折中，所以適當的犧牲了噪聲性能。