基于主從控制的靜止變流器并聯(lián)系統

　　并聯(lián)系統的等效輸出阻抗為

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　　由此可見(jiàn)，與單模塊相比，并聯(lián)系統的放大倍數提高，輸出阻抗減小，外特性變硬。并聯(lián)系統空載時(shí)輸出電壓與單模塊相同，在相同負載條件下，輸出電壓下降量減少。系統的輸出功率與并聯(lián)模塊數量成正比。

　　3　3kVA 27VDC/115V 400Hz航空靜止變流器調試與實(shí)驗結果

　　經(jīng)過(guò)上述分析，用Saber仿真軟件進(jìn)行了仿真，結果與分析結果一致。并聯(lián)運行前，將3臺航空靜止變流器的電流環(huán)的反饋系數和輸出濾波參數調整至基本一致。逆變器控制參數為:kvf=0.034，kv=12.14， ，ki=1.471。以下為實(shí)驗結果：

　　輸入電壓:20VDC～30VDC，輸出功率:3000VA，輸出電壓:115V±3%，輸出頻率:400Hz±0.1%，輸出失真度:≯2%，整機效率:≮82%。

　　表1給出了該系統在輸入直流母線(xiàn)電壓為額定電壓27V時(shí)，負載分別為阻性和感性情況下的實(shí)驗數據。

　　圖5給出系統在阻性額定負載(3KW)，航空靜止變流器輸出電壓U0和3個(gè)逆變模塊的輸出電流i01，i02，i03的波形。(不均衡度優(yōu)于1.31%)。圖6給出系統在感性額定負載(3KWA)(cosφ=0.766)，航空靜止變流器輸出電壓U0和3個(gè)逆變模塊的輸出電流i01，i02，i03的波形。(不均衡度優(yōu)于0.09%)。

　　圖5　阻性額定負載下，逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形

　　說(shuō)明:：圖5中Ch1為輸出電壓U0(250/格)，Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格);Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格)，Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格);時(shí)基為1ms/格。

　　圖6　感性額定負載下，逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形

　　說(shuō)明：圖6中Ch1為輸出電壓U0(50V/格)時(shí)基為500μs/格，Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格)，Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格)，Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格)。

　　從上述實(shí)驗數據和波形可以看出:：利用該種方法實(shí)現航空靜止變流器并聯(lián)，對于阻性負載及感性負載具有較好的均流性能，不均衡度優(yōu)于2%。

　　在本系統中，由于所有并聯(lián)模塊都跟蹤統一的電流給定，保證了各模塊的電流相位和幅值均能一致，。因此，并聯(lián)模塊間的均流精度較好，并且，在突加突卸負載時(shí)，整個(gè)系統都能保持穩定，并聯(lián)模塊間的均流精度不受影響。另一方面，由于所有并聯(lián)模塊均為電流型模塊，插入及拔出系統時(shí)對系統的輸出電壓影響很小，因此，該系統的熱拔插設計較電壓型模塊的并聯(lián)熱拔插設計要方便得多。同時(shí)，可以采用文獻5中的分散邏輯方案實(shí)現控制冗余。

　　4　結　論

　　本文對基于主從控制的電流控制型逆變器并聯(lián)系統進(jìn)行了研究，經(jīng)過(guò)分析和實(shí)驗可以得出以下結論:

　　(1)對基于電壓、電流雙閉環(huán)控制的逆變器，可采用公用電壓環(huán)的方案構成主從式并聯(lián)系統;

　　(2)公用電壓環(huán)的方案構成主從式并聯(lián)系統動(dòng)靜態(tài)特性較單模塊有所提高;

　　(3)電流瞬時(shí)控制提高了系統的動(dòng)態(tài)響應速度，輸出電壓的失真小;

　　(4)并聯(lián)系統的輸出阻抗變小，輸出功率與并聯(lián)模塊數量成正比;

　　(5)模塊間環(huán)流的大小與各模塊的電流環(huán)放大倍數以及輸出濾波電容的誤差成正比。保證各模塊的電流環(huán)放大倍數以及輸出濾波電容一致，便能很好實(shí)現各模塊間電流的均分;

　　(6)并聯(lián)模塊數的增加并不影響各模塊的均流精度，因此這種控制方式?jīng)]有限制并聯(lián)模塊數量，能方便地實(shí)現電源系統的擴容和冗余，有很好的應用前景。